Сигналы становятся более устойчивыми к шуму и искажениям при большей амплитуде. Именно поэтому наиболее распространенным отраслевым стандартом для диапазона аналоговых сигналов является ±10 В. В этой статье объясняется, почему последнее поколение аналого-цифровых преобразователей (АЦП) последовательного приближения несовместимо с этим диапазоном сигналов и почему современные АЦП возвращаются к этому стандарту.
АЦП с регистром последовательного приближения функционируют как баланс [1, 2]. Как показано на рисунке 1, компаратор оценивает, выше или ниже входное напряжение Vin, захваченное конденсатором выборки и хранения (S&H), чем напряжение, генерируемое емкостным цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП или ЦАП). ЦАП аппроксимирует входное напряжение с дополнительной точностью в один бит за такт.
АЦП с последовательным приближением (SAR ADC) — наиболее широко используемый преобразователь, хотя он не является ни самым быстрым, ни самым точным. Преимущество АЦП с последовательным приближением по сравнению с высокоразрешающим дельта-сигма преобразователем заключается в его способности мгновенно получать выборку исходного сигнала, что позволяет производить выборку сигнала в точно определенный момент времени. В системах управления промышленными процессами это часто имеет важное значение.
Кроме того, АЦП с последовательным приближением (SAR ADC) обеспечивает более высокие коэффициенты преобразования при аналогичном рассеиваемом энергопотреблении. По сравнению с конвейерными преобразователями, АЦП SAR демонстрирует лучшие шумовые характеристики и потребляет значительно меньше энергии, что является важным фактором в системах с батарейным питанием или в случаях, когда рассеиваемое энергопотребление ограничено условиями применения.
Промышленные приложения часто подвергаются воздействию суровых условий окружающей среды, что делает предпочтительным широкий диапазон аналоговых сигналов (±10 В или более) для усиления сигнала. К сожалению, полупроводниковые процессы, как правило, несовместимы с этим диапазоном напряжений из-за напряжения пробоя внутренних транзисторов. В этой статье описывается история преобразователя SAR и новые высоковольтные решения с использованием специализированных аналоговых процессов, а также представлены перспективы следующего поколения продуктов.
Ограничения высоковольтных АЦП предыдущего поколения:
До середины 1990-х годов АЦП допускали биполярный диапазон входного напряжения ±5 В или ±10 В. Это достигалось с использованием 2-мм и 3-мм КМОП-технологий, включающих высоколинейные резисторы. Типичным примером является Burr-Brown ADS7809. В таблице 1 приведены некоторые характеристики. Дифференциальная нелинейность (DNL) обеспечивает истинную 16-битную производительность, но скорость преобразования низкая, а энергопотребление высокое.
Это связано с требуемым размером транзисторов. Например, для входа компаратора требуется малошумящая дифференциальная пара. Шум МОП-транзисторов является функцией крутизны gm, которая, в свою очередь, является функцией отношения ширины транзистора W к его длине L и протекающего через него тока. Минимальная длина ограничена технологическим процессом; ширина должна быть большой, а ток высоким.
Размер устройств также приводит к возникновению паразитной емкости. Например, емкость затвора второго каскада усиления компаратора ограничивает скорость первой дифференциальной пары и, следовательно, ограничивает скорость преобразования компаратора. Таким образом, при проектировании преобразователя необходимо учитывать компромисс между мощностью, скоростью и шумом.
Большие транзисторы предыдущего поколения АЦП также требовали больших размеров кремниевых пластин, что приводило к высоким затратам на производство пластин и снижению рентабельности. Кроме того, низкая скорость приводила к длительному времени тестирования, что делало высокопроизводительные АЦП дорогими. Большие размеры пластин также требовали больших корпусов, таких как двухрядный корпус (DIP) или ширококорпусная микросхема для поверхностного монтажа (SOIC). Следовательно, исследования и разработки АЦП сместились от высоковольтных схем и процессов к КМОП-процессам с меньшей длиной затвора.
Первое поколение 5 В:
Первый 16-битный АЦП, выполненный по 5-вольтовому техпроцессу (Burr-Brown ADS8320), был назван «Продуктом года» в 1998 году. Улучшение характеристик по уровню шума стало возможным благодаря более высокому коэффициенту усиления транзисторов (gm). Энергопотребление значительно снизилось за счет использования более низкого напряжения питания и меньших паразитных конденсаторов. Это позволило использовать АЦП с последовательным приближением (SAR) в новых областях применения, таких как портативные и работающие от батарей устройства, включая сенсорные экраны.
К сожалению, малый размер младшего значащего бита (LSB) сделал преобразователь более чувствительным. Пришлось решать проблемы, связанные с перегревом, и вносить изменения в корпус, что привело к снижению дифференциальной линейности до 14-15 бит и интегральной линейности до 13-14 бит (см. также Таблицу 2).
Второе поколение 5-вольтовых АЦП
отличалось новыми архитектурами, разработанными для создания более надежных продуктов и снижения шума и энергопотребления. Одна из таких архитектур — динамическая коррекция ошибок [3], которая позволяет учитывать ошибки во время принятия решений по старшему биту (MSB), когда компаратор находится под большой нагрузкой, а опорный источник должен перезаряжать большие конденсаторы. Эти ошибки корректируются во время принятия решений по младшему биту (LSB), когда сигналы более низкого уровня уменьшают эффекты установления. Это улучшило линейность второго поколения SAR АЦП в 5-вольтовом процессе.
Новые опорные конструкции с внешними компенсационными конденсаторами [4] еще больше снизили энергопотребление. Оптимизированная конструкция ЦАП улучшила шумовые характеристики. При использовании Texas Instruments (TI) ADS8329 было достигнуто отношение сигнал/шум (SNR) 93 дБ при скорости преобразования 1 MSPS и энергопотреблении 39 мВт при напряжении питания 5 В или 15,5 мВт при напряжении питания 2,7 В (см. Таблицу 3).
Были представлены полностью дифференциальные архитектуры АЦП (см. рис. 2), такие как TI ADS8482, позволяющие удвоить входной интервал, а также размер младшего значащего бита и отношение сигнал/шум. Теоретически можно получить улучшение на 6 дБ. Увеличение разрешения до 18 бит дополнительно снижает шум квантования, позволяя достичь отношения сигнал/шум 100 дБ.
К сожалению, дальнейшее уменьшение длины транзистора не обязательно приведет к снижению шума. Это связано с тем, что транзисторный шум компаратора и опорного напряжения перестает быть доминирующим. Уменьшение входного напряжения... Параметром, который становится доминирующим, является так называемый шум kT/C. Это тепловой шум, генерируемый во время выборки сопротивлением проводимости Ron входного переключателя. Плотность шума резистора nRon описана в [5].
(1)
В уравнении (1) k представляет собой постоянную Больцмана, а T — абсолютную температуру. Ширина полосы этого теплового шума ограничена сопротивлением проводимости переключения и возможностью выборки АЦП Cs. Эффективная ширина полосы шума [5] может быть рассчитана следующим образом:
(2)
Таким образом, эффективное (среднеквадратичное) напряжение шума выборки Vsrms равно:
(3)
Как показано в уравнении (3), шум выборки зависит только от размера конденсатора выборки. При переходе на более современный процесс, где длина транзистора уменьшается в x раз, максимальное допустимое напряжение питания уменьшится в тот же x раз. Это более низкое напряжение питания уменьшит диапазон входного напряжения и, следовательно, размер младшего значащего бита (LSB) в тот же x раз. Если шум выборки должен оставаться постоянным относительно LSB, конденсатор выборки необходимо увеличить в x2 раза.
Это не только приведет к значительному увеличению размера пластины, но и поставит под угрозу процесс перезарядки конденсаторов ЦАП от отрицательного опорного напряжения (почти всегда земли) до положительного опорного напряжения. Перезарядка емкости в x2 раза при опорном напряжении в x раз ниже увеличит опорный ток в x раз. Потребляемая мощность останется постоянной, поскольку ток в x раз выше будет поддерживаться до опорного напряжения в x раз ниже. Единственное преимущество будет заключаться в конструкции компаратора (см. рисунок 3).
Похоже, что существенно улучшить производительность за счет уменьшения длины затвора невозможно. Ключевые элементы аналоговой схемы были сосредоточены на разработке нового технологического процесса, который позволил сохранить длину транзистора на уровне 0,5–0,6 мм и добавить очень специфические функции для высокопроизводительных аналоговых устройств.
Разработка высокопроизводительных аналоговых технологий:
важнейшим аспектом является использование правильно подобранных резисторов, которые также демонстрируют низкий температурный дрейф на протяжении всего срока службы. Эти резисторы позволяют проектировать высокопроизводительные R-2R цифро-аналоговые преобразователи, такие как TI DAC8831. Кроме того, если коэффициент напряжения резистора низок, становится возможным создание последовательных ЦАП с очень низкой интегральной нелинейностью, таких как TI DAC8558.
Чрезвычайно низкое содержание металла в подложке позволяет проектировать сложные цифровые интерфейсы и функции. Продукты предыдущего поколения, как правило, имели очень простые последовательные или параллельные входы или выходы. Были добавлены новые функции, управляемые внутренней регистровой картой. Электрическая стабилизация, также управляемая регистровой картой, реализовывалась с помощью электрических предохранителей или однократно программируемых запоминающих устройств. В некоторых продуктах даже были реализованы различные интерфейсы, управляемые извне через выводы.
Кроме того, технология BiCMOS позволяет получать биполярные транзисторы высокого качества, что важно для проектирования усилителей и опорных схем. Такая технология требует наличия скрытого N-слоя, изолирующего P-область от подложки (см. рис. 4). В качестве побочного эффекта эти изолированные P-области используются для изоляции массива NCH-транзисторов от подложки. Таким образом, подложка может быть изолирована от шума цифровых схем, а чувствительные аналоговые схемы — от общего шума подложки.
Наиболее интересными являются высоковольтные транзисторы, которые реализуются с использованием двухзатворной технологии. Между стоком и истоком, а также между затвором и истоком может подаваться напряжение 36 В. Комбинация высоковольтных и низковольтных транзисторов может быть использована для создания интересных продуктов, таких как АЦП следующего поколения с высоким напряжением.
Новое поколение высоковольтных АЦП:
Хотя 5-вольтовые АЦП обеспечивают превосходные шумовые характеристики, они не являются наиболее подходящими для промышленного управления технологическими процессами. Наличие малошумящего преобразователя недостаточно; также необходима надежная аналоговая секция для адаптации входящего сигнала в этих жестких условиях. Входные сигналы ±10 В по своей природе в четыре раза более устойчивы по сравнению с простыми 5-вольтовыми системами. Именно поэтому высоковольтные АЦП остаются очень востребованными.
Новое поколение высоковольтных АЦП выиграет от использования компонентов нового технологического процесса. Существует два подхода. Один из них включает использование резисторов с низким дрейфом и низким коэффициентом напряжения. Входной сигнал ±10 В может быть внутренне разделен и сдвинут в диапазон 0-5 В. Это позволяет обрабатывать сигнал с помощью 5-вольтовых транзисторов, используя преимущества более высокой скорости, более низкого уровня шума и меньшего энергопотребления этих низковольтных транзисторов. Типичным примером является TI ADS8515. Однако производительность была улучшена за счет новых архитектур и нового технологического процесса. В таблице 4 сравниваются технические характеристики предыдущего поколения (ADS7809) и нового поколения (ADS8515).
Данная реализация имеет два недостатка. Во-первых, она принудительно подает постоянный ток на входной сигнал, поэтому источники с высоким импедансом будут генерировать ошибки усиления. Для поддержания низкого уровня этого тока внутреннее сопротивление должно быть высоким, что ограничивает полосу пропускания АЦП. Это автоматически требует увеличения времени выборки, что приводит к снижению скорости преобразования.
Во втором подходе высоковольтный входной сигнал дискретизируется непосредственно в конденсатор выборки с помощью высоковольтных транзисторов. Затем емкостной ЦАП АЦП делит сигнал с использованием удельной поглощенной мощности (SAR). Этот метод также имеет недостатки.
Хотя конденсаторы обеспечивают превосходный коэффициент напряжения, он все же будет влиять на общую линейность АЦП. При высоких напряжениях это особенно верно для квадрата коэффициента напряжения. Если в конденсаторе хранится сигнал 10 В, а квадрат коэффициента напряжения составляет приблизительно 1 ppm/V², то вариация емкости конденсатора выборки составляет 100 ppm на крайних значениях, но не в середине шкалы. Интегральная нелинейность распространяется на несколько младших значащих битов (LSB).
Второй недостаток обусловлен высоким сопротивлением проводимости Ron и высокой паразитной емкостью Cmsw высоковольтных входных переключателей. Оба эффекта нелинейны по отношению к входному напряжению и не влияют на характеристики постоянного тока. Однако сигналы переменного тока подвержены искажениям из-за зависящей от входного напряжения задержки Ron·(Csw+Cs) схемы выборки. Инициализация (см. рис. 5), при которой затвор входного переключателя стремится к входному сигналу плюс постоянное напряжение, а сборка закорочена на вход, снижает общие гармонические искажения, но требует обширной схемы и увеличивает размер пластины.
Тем не менее, выборка с помощью высоковольтных переключателей, по-видимому, станет методом, который будет использоваться в будущих продуктах. Для преодоления вышеупомянутых проблем будут разработаны новые архитектуры конструкции и дальнейшие улучшения технологических процессов.
Перспективы
В заключение, новые высоковольтные продукты обеспечивают значительное улучшение скорости, энергопотребления и уровня шума. К сожалению, остаются два основных ограничения. Высокоомный переключатель выборки, который также обладает значительной паразитной емкостью, влияет на общее гармоническое искажение (THD) на частотах сигнала выше 100 кГц. Кроме того, коэффициент напряжения конденсатора генерирует интегральную нелинейность независимо от входной частоты.
По-видимому, необходимы дальнейшие усовершенствования для решения проблемы THD. С другой стороны, настало время разработать решение для регулирования интегральной нелинейности, особенно учитывая, что все остальные характеристики постоянного тока являются регулируемыми, такие как дифференциальная нелинейность, смещение [6], усиление [7] и даже подавление синфазного сигнала.
Более того, высокое входное напряжение должно позволить создавать конструкции, улучшающие шумовые характеристики с точки зрения отношения сигнал/шум. Ожидается, что в будущем появятся продукты с отношением сигнал/шум 106 дБ.
[1] Ф. Оэме, М. Хумер и М. Пфафф, Электроника и технология переключения, Carl Hanser Verlag, ISBN 3-446-40694-8, 2006.
-
цифровые и цифро-аналоговые преобразователи на основе КМОП-технологии, Springer Netherlands, ISBN 1-4020-750-6, 2003.
[3] Чакраварти Шринивасеан, Киран М. Годболе, Архитектура коррекции ошибок для повышения скорости и снижения требований к току АЦП SAR, патент US6747589, Texas Instruments, 2004.
[4] Франк Онхаузер, Марио Хумер, Генерация опорного сигнала для АЦП, CD-ROM материалы Международного симпозиума по сигналам, системам и электронике (ISSSE2007), Монреаль (Канада), август 2007 г.
[5] П. Грей, Р. Мейер, Анализ и проектирование аналоговых интегральных схем, John Wiley & Sons, Inc., ISBN 0-471-57495-3, 1993 г.
[6] Франк Онхаузер, Мирослав Оляча, Компенсация ошибки смещения входных сигналов в аналого-цифровом преобразователе, патент US6433712, Texas Instruments, 2002 г.
[7] Роберт Сеймур, Метод и схема коррекции усиления и/или смещения в емкостном цифро-аналоговом преобразователе, патент US6922165, Texas Instruments, 2005 г.
Автор:
Франк Онхаузер. Компания Texas Instruments
