Топология коррекции коэффициента мощности типа «тотемный столб» (TP-PFC) обсуждалась в многочисленных статьях ранее, например, в этом журнале в [1]. Благодаря доступности полупроводников на основе широкой запрещенной зоны с высокоэффективными диодами в корпусе, эта топология становится все более привлекательной. Ее ключевое преимущество перед традиционной повышающей коррекцией коэффициента мощности заключается в устранении низкочастотного выпрямления и потерь мощности, связанных с прямым падением напряжения выпрямителя на частоте 50 Гц. Таким образом, можно достичь КПД выше 98%, а при использовании подходящего вторичного каскада с аналогичным КПД можно получить желаемый КПД 80+ Titanium.
На рисунке 1, наряду с некоторыми техническими характеристиками, показано изображение оценочного комплекта (EVK), реализующего TP-PFC с номинальным входным током 16 А. Ключевые устройства, используемые на этой плате, выделены на рисунке 1. В дополнение к SiC MOSFET 4-го поколения, в этой конструкции используются Si SJ MOSFET ROHM, а также драйверы затвора BM61S41/BM61M41 и другие компоненты ROHM, такие как шунтирующий резистор и интегральная схема обратноходового импульсного регулятора в вспомогательном источнике питания.

Рисунок 2: Схема цепи TP-PFC.
Рабочие характеристики разработанного EVK проиллюстрированы на следующих графиках, показывающих измеренную эффективность и коэффициент мощности на входе, достигнутые как при напряжении 230 В, так и при 115 В переменного тока.

Что касается эффективности, следует отметить, что она включает в себя все потребляемые на плате параметры, соответствующие вспомогательным источникам питания для драйверов затвора, низковольтной электроники и вентилятора. Видно, что требуемый коэффициент мощности > 0,95 достигается при нагрузке 20%. Если схема коррекции коэффициента мощности (PFC) объединена с соответствующим высокоэффективным DC/DC-преобразователем, конструкция также может соответствовать требованиям эффективности 80+ Titanium.

a) Измеренная эффективность b) Измеренный коэффициент мощности
Рисунок 3 - Измеренная эффективность и коэффициент мощности
В следующих параграфах обсуждается, как была разработана эта конструкция и как были решены некоторые сложные аспекты этой топологии. Эти проблемы включают в себя:
• Поиск правильных настроек мертвого времени и подавления.
• Безопасный автоматический запуск при универсальном входном напряжении сети.
• Плавный пуск вблизи нулевого пересечения переменного тока для минимизации скачков тока.
Сначала будут выделены преимущества SiC MOSFET-транзисторов 4-го поколения от ROHM.
SiC MOSFET-транзисторы 4-го поколения от ROHM:
Новые SiC MOSFET-транзисторы обеспечивают значительное снижение сопротивления в открытом состоянии на единицу площади на 40% по сравнению с SiC MOSFET-транзисторами 3-го поколения. Это снижение достигается без ущерба для устойчивости к короткому замыканию, что обеспечивает новым устройствам исключительную надежность и высокую производительность.
Кроме того, потери при переключении в SiC MOSFET-транзисторах 4-го поколения на 50% ниже, чем в 3-м поколении, благодаря значительному снижению паразитной емкости затвор-сток (CGD). Это приводит к повышению эффективности преобразования.

a) Снижение сопротивления в открытом состоянии в SiC MOSFET-транзисторах 4-го поколения. b) Сравнение потерь при переключении между SiC MOSFET-транзисторами 3-го и 4-го поколений.

Рисунок 4: Снижение потерь при переключении и сопротивления в открытом состоянии в SiC MOSFET-транзисторах 4-го поколения от ROHM

В отличие от требуемого в 3-м поколении и более ранних SiC MOSFET напряжения затвор-сток (VGS) в 18 В, новые изделия поддерживают более гибкий диапазон напряжения затвора (15-18 В). Кроме того, благодаря уменьшению паразитной емкости (CGD) и, следовательно, отношения CGS к CGD, SiC MOSFET 4-го поколения могут безопасно выключаться при напряжении всего 0 В без каких-либо паразитных соединений, которые могли бы быть вызваны высоким значением dVDS/dt. В результате схема управления затвором может быть упрощена за счет устранения необходимости в отрицательном смещении для выключения.

В таблице 1 представлен ассортимент SiC MOSFET-транзисторов 4-го поколения компании ROHM на 750 В и 1200 В. Устройства доступны в версиях TO-247N и TO-247-4L (для монтажа в отверстия), а также в версиях TO-263-7L (для поверхностного монтажа). Для всех устройств, отмеченных звездочкой (*), планируется прохождение сертификации для автомобильной промышленности.

а) Диапазон MOSFET 750 В б) Диапазон MOSFET 1200 В
Таблица 1: SiC MOSFET-транзисторы ROHM 4-го поколения

Время задержки и конфигурация подавления:
При настройке ШИМ-управления (широтно-импульсной модуляции) необходимо учитывать ошибки, связанные с обнаружением перехода через нуль переменного тока, а также паразитные элементы в MOSFET-транзисторах. В этом электронном модуле TP-PFC предусмотрено время подавления 50 мкс вокруг перехода через нуль переменного тока. В течение этого времени все четыре ключа отключаются незадолго до перехода через нуль, либо положительно-отрицательно, либо отрицательно-положительно, чтобы предотвратить сквозной ток. В это время контур управления приостанавливается, чтобы предотвратить накопление тока в интеграторе, которое может вызвать нежелательный скачок высокого тока при подаче большого ШИМ-импульса при следующем включении. Короткое время подавления обеспечивает больший контроль над формой тока, меньший коэффициент нелинейных искажений (THD) и относительно более высокую эффективность. Однако минимальное время подавления ограничено частотой дискретизации контроллера и частотой сети.
Помимо времени подавления сигнала вблизи точки пересечения нуля переменного тока, необходимо установить соответствующее мертвое время между управляющими командами комплементарных SiC MOSFET-транзисторов. Согласно техническому описанию драйвера затвора BM61S41, максимальная задержка распространения составляет 65 нс. Добавление еще 10 нс максимума на рассогласование распространения ШИМ приводит к абсолютному минимальному мертвому времени в 75 нс. Чтобы учесть задержки включения и выключения SiC MOSFET-транзисторов и обеспечить некоторый запас, мертвое время для этой платы установлено на уровне 150 нс. Естественно, это необходимо оценивать для каждой конструкции, и на это также влияет выбор резисторов включения и выключения затвора.
Автоматический запуск от универсального сетевого входа:
TP-PFC EVK оснащен PTC-термистором для предварительной зарядки, подключенным параллельно с шунтирующим реле. При запуске реле отключается, а большие конденсаторы предварительно заряжаются через PTC до безопасного порогового значения, прежде чем реле будет подключено и преобразователь начнет работать. Это предотвращает повреждение схемы из-за высоких пусковых токов. EVK был протестирован во всем универсальном диапазоне входного напряжения [85–265 В переменного тока], подтвердив безопасность автоматического запуска даже при 265 В переменного тока. Благодаря реализованной замкнутой цепи частоты с обобщенным интегратором второго порядка (SOGI-FLL), этот EVK также может отслеживать и обнаруживать отклонения частоты сети 50±3 Гц или 60±3 Гц.

a) Автоматический запуск 110 В переменного тока, 400 В постоянного тока b) Автоматический запуск 230 В переменного тока, 400 В постоянного тока
Рисунок 5: Автоматический запуск PFC в зависимости от входного напряжения переменного тока.
Меры по минимизации скачков тока после перехода через ноль переменного тока.
В топологии TP-PFC последовательность переключения MOSFET имеет решающее значение. Непонимание или игнорирование проблем управления в TP-PFC может привести к неправильной работе, неожиданным проблемам электромагнитной совместимости или даже к выходу из строя силовых устройств. Наиболее распространенной проблемой, присущей этой топологии, является возникновение скачков тока при переходе через нуль переменного тока [2], [3]. В основном они вызваны паразитным конденсатором на выходе «COSS» и связанным с ним зарядом обратного восстановления «Qrr» MOSFET-транзисторов, переключаемых на частоте сети, которые меняют свое состояние только при переходе через нуль переменного тока.

Подробный анализ пиков переменного тока и форм сигналов в топологии TP-PFC представлен в [2].
В электронном модуле TP-PFC от ROHM после каждого пересечения нуля переменного тока реализована последовательность плавного пуска. Это включает в себя увеличение коэффициентов заполнения, применяемых к высокочастотным SiC MOSFET (Q2, Q4), и точное управление переключением низкочастотных Si SJ MOSFET. Реализация этой последовательности плавного пуска привела к значительному снижению пиков тока. Реализованная последовательность переключения MOSFET показана на рис. 6.

Рисунок 6: Плавный пуск MOSFET-транзисторов в TP-PFC
. MOSFET-транзисторы Q2 и Q4 переключаются комплементарно. В течение отрицательного полупериода MOSFET Q2 является активным переключателем, управляемым рассчитанным коэффициентом заполнения «D». В это время MOSFET Q4 работает в режиме синхронного выпрямления с коэффициентом заполнения «1-D». Обратите внимание, что MOSFET Q1 переключается только на частоту сети и остается включенным в течение всего отрицательного полупериода, обеспечивая низкоимпедансный обратный путь к сети. В течение положительного полупериода работа переключается на противоположную, и функции высоковольтных и низковольтных MOSFET-транзисторов в каждой ветви меняются местами.

Когда входное напряжение меняет полярность с отрицательной на положительную в течение полупериода, и сразу после перехода переменного тока через ноль, активируется последовательность плавного пуска MOSFET Q4. Эта последовательность включает в себя увеличение ширины импульса за счет постепенного увеличения времени включения этого MOSFET от 0% до 100% от расчетного цикла "D". В это время MOSFET Q1 полностью восстанавливается в обратном направлении, и напряжение "VDS" на Q3 падает до нуля. Это устраняет положительный скачок тока, вызванный медленным восстановлением Q1 и высоким напряжением "VDS" на MOSFET Q3.
Поскольку напряжение переменного тока очень низкое сразу после перехода через ноль, и индуктор уже заряжен напряжением шины постоянного тока, через индуктор протекает большой отрицательный обратный ток обратно в сеть. Это приводит к большому отрицательному скачку тока при включении синхронного MOSFET Q2, даже при коэффициенте заполнения "1-D". Таким образом, как только Q4 достигает полного цикла «D», к синхронному MOSFET Q2 также применяется плавный пуск, чтобы уменьшить этот отрицательный пик почти до нуля. Одновременно, когда Q2 находится в режиме плавного пуска, Q3 должен быть включен, чтобы обеспечить обратный путь в электросеть.
Высокий отрицательный пик тока также появится в точке пересечения нуля переменного тока, если MOSFET Q3 включится слишком поздно после завершения плавного пуска Q2, как подробно описано в [2].
Экспериментальные результаты.
На рисунке 7 показана форма пускового тока вблизи точки пересечения нуля переменного тока с плавным пуском и без него.

а) Традиционное управление без плавного пуска б) С методом плавного пуска
Рисунок 7: Пики пускового тока при пересечении нуля переменного тока с методом плавного пуска и без него
(красный: ICA, зеленый: VCA)
Обратите внимание, что, поскольку "1-D" очень низкий при первом включении Q2, он становится еще меньше и стремится к нулю при умножении на коэффициенты плавного пуска. В зависимости от используемого драйвера затвора, Q2 может оставаться выключенным в течение нескольких циклов ШИМ, пока значение "1-D" не станет больше минимального времени включения ШИМ драйвера затвора. Это приводит к остаточному, но очень низкому положительному и отрицательному пику тока при каждом пересечении нуля переменного тока.
Последовательность управления MOSFET, описанная в предыдущем разделе, была реализована и протестирована на 3,6 кВт TP-PFC EVK. На основании результатов испытаний, без этого метода управления присутствуют как положительные, так и отрицательные пики тока. Применение технологии плавного пуска к активным и синхронным MOSFET-транзисторам, а также точно синхронизированное включение низкочастотных MOSFET-транзисторов, привело к улучшению формы тока и значительному снижению коэффициента нелинейных искажений (THD).
В целом
, представленный здесь TP-PFC EVK демонстрирует высокую производительность по ключевым параметрам проектирования, включая характеристики управления и высокую эффективность, достигая 98,5% при учете всего потребляемого бортового энергопотребления от вспомогательных источников питания и вентилятора. Низкое сопротивление в открытом состоянии и низкие потери при переключении SiC MOSFET-транзисторов 4-го поколения способствовали достижению таких показателей. Результаты демонстрируют пригодность этих новых продуктов для многочисленных применений в области преобразования энергии, таких как, например, источники питания серверов и центров обработки данных, источники питания для телекоммуникаций и промышленного оборудования (импульсные источники питания), системы хранения энергии, а также внутри электромобилей (например, бортовых зарядных устройств), где требуется высокая плотность мощности, эффективность, простые схемы управления и устойчивость к короткому замыканию.

Ссылки:
[1] Кристиан Фельгемахер, Али Машали «Коэффициент коррекции коэффициента мощности на основе SiC для промышленных источников питания», Bodo's Power Systems, февраль 2020 г.
[2] Бошенг Сунь, Analog Application Journal «Как уменьшить скачки тока при переходе через ноль переменного тока для коэффициента коррекции коэффициента мощности на основе двухтактного генератора», Бошенг Сунь, https://www.ti.com/lit/an/slyt650
[3] Л. Сюэ, З. Шен, Д. Бороевич и П. Маттавелли, «Разработка высокочастотного бесмостового коэффициента коррекции коэффициента мощности на основе двухтактного генератора с цифровой реализацией», 2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2015, стр. 759-766, doi: 10.1109/APEC.2015.7104435.