Современные интегральные схемы формирования луча (BFIC) обычно имеют несколько параллельных радиочастотных трактов на кристалле с независимо регулируемым усилением и фазой. Типичные конфигурации BFIC имеют два или более таких радиочастотных трактов на кристалле, подключенных к выводам, расположенным на одном и том же краю и/или углу корпуса ИС. На рисунке 1 показана BFIC с 4 входами и 4 выходами, где все четыре входа расположены на одном и том же краю корпуса ИС, а все четыре выхода — на противоположных краях. Такая архитектура устройства используется в ADAR3000/ADAR3001/ADAR3006/ADAR3007 . BFIC также должна поддерживать все цифровые, силовые и другие вспомогательные выводы, необходимые для ее работы.
Относительно небольшое расстояние между выводами в BFIC является следствием большого количества радиочастотных входов и выходов и соответствующей конфигурации «сигнал-земля». Прокладка множества высокоточных радиочастотных линий от этих близко расположенных контактов к различным устройствам, разъемам или другим печатным платам (ПП) представляет собой сложную задачу. Низкая точность импеданса линий передачи и плохие переходы импеданса (например, на переходе между двумя платами) вызывают отражения сигнала. Это снижает мощность радиочастотного сигнала, подаваемого на нагрузку, и уменьшает коэффициент усиления. Более низкий коэффициент усиления системы и уменьшенная выходная мощность ухудшают эффективную изотропную излучаемую мощность (EIRP) передатчиков. Достаточно большие отражения сигнала также могут вызывать нестабильность, особенно если схема подвержена отражению мощности от нагрузки.
В этой статье рассматривается, как проектировать и изготавливать высокоточные радиочастотные линии передачи и переходы разъемов для печатных плат с отличным коэффициентом отражения, которые передают сигналы на печатную плату и с нее через линии передачи, подключенные к радиочастотным входным и выходным BFIC-чипам с большим количеством контактов. Хотя основное внимание уделяется BFIC-чипам и фазированным антенным решеткам, материал в равной степени применим к любой высокочастотной схеме, где важно хорошее согласование импеданса. Будут представлены различные методы проектирования, но также будет затронута важная тема проектирования с учетом технологичности производства. Обратите внимание, что в данной статье размеры приводятся преимущественно в тысячных долях дюйма (1000 тысячных долей дюйма равны 1 дюйму). Для перевода из тысячных долей дюйма в миллиметры умножьте на 0,0254.

Рисунок 1. Анатомическая блок-схема 4-входового, 4-выходового, 16-канального микросхемы BFIC в корпусе BGA; размеры контура не соответствуют масштабу шага между шариками и диаметру шариков.

Изготовление различных топологий линий передачи:
Производители печатных плат поддерживают несколько популярных топологий радиочастотных линий передачи, включая микрополосковые, заземленные копланарные волноводы (GCPW), полосковые линии и менее популярный заглубленный GCPW (BGCPW), который представляет собой гибрид GCPW и полосковой линии. Хотя микрополосковые линии относительно просты в изготовлении, они менее популярны для работы на частотах выше 6 ГГц из-за более высоких потерь в трассах и плохого подавления мод.¹ GCPW, BGCPW и полосковые линии работают лучше на частотах выше 6 ГГц благодаря более низким потерям излучения и лучшему подавлению мод. Заглубленные линии улучшают изоляцию, но их сложнее изготавливать, и для соединений требуются переходные отверстия. Эти переходные отверстия обычно глухие, чтобы минимизировать паразитную индуктивность, что приводит к увеличению стоимости платы.
На рисунке 2 показано поперечное сечение GCPW, заглубленного GCPW и полосовой линии, а также важные геометрические параметры, определяющие номинальное сопротивление линии. К ним относятся ширина линии (W1/W2/W3), боковое расстояние от края линии до прилегающей заземляющей плоскости (G1/G2/G3), толщина диэлектрических материалов (T1/T2) и относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрических материалов (εR1/εR2). На рисунке 2 не показана толщина меди, используемой для линий, или требуемое заземление. Толщину меди необходимо учитывать, но это второстепенный эффект. Требуемое заземление будет обсуждаться во второй части. Выбор топологии зависит от допустимых потерь в дорожках, частоты, требуемой изоляции между линиями, доступного пространства и толщины диэлектрика материала печатной платы.

Рисунок 2. Поперечное сечение GCPW, заглубленной GCPW и топология линии полосы пропускания.

Влияние производственных допусков на импеданс линии:
Качество топологии радиочастотных линий зависит от производственных допусков. Выбор оптимальной геометрии линии для минимизации этих эффектов имеет решающее значение для достижения точного импеданса линии 50 Ом. На рисунке 3 показан график рефлектометрии во временной области (TDR) для полосовой линии шириной 3 тысячных дюйма, которая была спроектирована для 50 Ом, но измерена примерно как 60 Ом. Желательная погрешность не более ±10% (от 45 Ом до 55 Ом) была необходима для достижения коэффициента отражения 20 дБ или лучше.
Три важных параметра геометрии, которые следует учитывать при проектировании линии, — это ширина линии, боковой зазор заземления и толщина диэлектрика. Многие производители печатных плат предлагают минимальную ширину проводников всего в 3 тысячных дюйма (в зависимости от плотности меди) с допуском от 1 до 2 тысячных дюйма.^2-4 Производители обычно указывают только типичные значения толщины диэлектрика, вероятно, потому что окончательная толщина определяется производителем печатных плат в процессе ламинирования платы. Боковой зазор до земли может изменяться из-за того, что плоскость заземления не заканчивается там, где должна. Кроме того, эффективная ширина бокового зазора изменяется, если изменяется ширина линии.

Рисунок 3. График TDR для полосы пропускания шириной 3 тысячных дюйма на втором слое печатной платы.
В микрополосковых и полосовых топологиях изменения ширины бокового зазора не должны влиять на импеданс линии, поскольку боковое расстояние до земли по конструкции велико. Это приводит к тому, что все силовые линии текут к нижней плоскости заземления в случае микрополосковой линии и к верхней и нижней плоскостям заземления в случае полосовой линии. Однако GCPW в большей степени подвержен влиянию допусков бокового зазора. По конструкции боковое расстояние между зазором и землей относительно невелико, и большинство силовых линий текут к боковой плоскости заземления.

На рисунке 4 показано линейное сопротивление 5 полосовой схемы в зависимости от отклонения ширины линии от номинального значения для нескольких значений ширины линии. Также показано отклонение импеданса, возникающее, когда толщина диэлектрика на 5% больше номинального значения (при условии толщины медной полосы 0,7 мил и εR = 3,1). В идеале наклон всех линий должен быть равен 0, и не должно быть смещения в точке пересечения линий, что указывает на отсутствие производственных отклонений. Следует отметить, что более широкие линии имеют меньший наклон, а более узкие — больший. Поэтому на практике, при наличии производственных отклонений, предпочтительнее большая номинальная ширина линии. К сожалению, при увеличении толщины диэлектрика на 5% смещение импеданса остается приблизительно одинаковым независимо от номинальной ширины линии. Это означает, что производитель должен соблюдать требования к окончательной толщине прессованного слоя в пределах определенного допуска, чтобы достичь желаемого допуска на линейное сопротивление. Основное внимание уделяется увеличению толщины диэлектрика (а не ее уменьшению), поскольку во многих партиях печатных плат с различными топологиями линий было замечено, что импеданс линии, как правило, больше или равен проектному значению. Это приводит к общему правилу проектирования линии с сопротивлением на несколько Ом меньше целевого значения, особенно когда ширина линии мала (менее 5 тысячных дюйма). Однако при таком подходе может потребоваться отказаться от требований к контролируемому импедансу, которые обычно ограничивают производителя печатных плат, в зависимости от разницы импедансов. Если тонкая линия должна использоваться по другим проектным соображениям, крайне важно иметь высокую степень уверенности в выбранном производителе. Доверие может быть завоевано естественным путем, используя предыдущие разработки производителя, и/или целенаправленно путем изготовления экспериментальных плат с выбранной топологией линии, содержащих несколько линий различной ширины, что приведет к проектному импедансу приблизительно 50 Ом. Затем необходимо будет провести измерения, чтобы определить, какая ширина линии наиболее точно соответствует 50 Ом.

Рисунок 4. Погрешность импеданса (для 50 Ом) в зависимости от производственного допуска для ширины линий 3, 5, 7 и 10 тысячных дюйма при номинальной толщине диэлектрика и +5%.

Встроенные соединения: вход и выход сигнала на печатной плате.
Разрывы радиочастотного импеданса между линиями передачи и радиочастотными разъемами, передающими сигналы между печатными платами, так же важны, как и точный импеданс линии, обсуждавшийся ранее. При переходе между платами существует два варианта физического соединения:
1. Боковые разъемы, устанавливаемые сбоку на край печатной платы.
2. Вертикальные разъемы, устанавливаемые вертикально на печатную плату.
Оба типа доступны в стандартах SMA, SMP, SMPM, 2,92 мм и 2,4 мм, и это лишь некоторые из них.
Выбор между боковым и вертикальным соединением в значительной степени зависит от форм-фактора конечного оборудования. При использовании боковых разъемов соединительная печатная плата будет установлена ​​сбоку. Если система размещена в одном металлическом корпусе/радиаторе, это может быть наилучшим вариантом. При использовании вертикальных разъемов существует возможность размещения нескольких плат в конфигурации «сэндвич». Это может привести к более компактному форм-фактору, но также может потребовать воздушного охлаждения, поскольку на отдельных платах вряд ли будут установлены радиаторы. Комбинация обоих типов разъемов — одна плата с боковым разъемом, а другая с вертикальным — приведет к тому, что две платы будут соединяться ортогонально, образуя щелевидное соединение.

Разъемы с боковым и вертикальным креплением:
Разъемы с боковым креплением широко используются. Однако у них есть некоторые потенциальные недостатки, связанные с креплением к краю платы. Как правило, для разъемов с боковым креплением требуется более длинная дорожка от устройства до разъема по сравнению с разъемами с вертикальным креплением. Это приводит к увеличению потерь на входе, паразитной емкости и индуктивности. Кроме того, для разъемов с боковым креплением требуется, чтобы верхняя (и предпочтительно нижняя) заземляющая плоскость печатной платы простиралась до края платы. Большинство производителей печатных плат могут гарантировать зазор только в 0,2 мил между краем заземляющей плоскости и краем платы в местах расположения разъемов при использовании стандартных методов фрезерования/травления и травления. Это проявляется в виде разрыва импеданса из-за отсутствия обратного заземления в пространстве 0,2 мил (или более) и ухудшает потери на отражение. Этот разрыв становится более выраженным на высоких частотах.
На рисунке 5a показан переход краевого разъема печатной платы с большим зазором между краем платы и заземляющей плоскостью, а на рисунке 5b — график TDR, иллюстрирующий пик импеданса, создаваемый большим зазором в разъеме. На более низких частотах зазор может не влиять на производительность и даже быть желательным, поскольку он предотвращает контакт конца хрупкой линии передачи с фрезерным станком, обрабатывающим край платы. Простым решением является оконечная обработка линии передачи на расстоянии 0,2 миллиметра до края заземляющей плоскости, что является достаточным расстоянием, чтобы предотвратить контакт с фрезерным станком (предотвращая повреждение), и при этом обеспечить хороший переход для центрального контакта разъема. Этот метод часто используется в высокочастотных миллиметровых волновых приложениях.

Рисунок 5. (а) Вид сверху на переход краевого разъема с большим зазором между краем печатной платы и плоскостью заземления верхнего слоя и (б) график TDR плохого перехода из-за некачественной трассировки края, создающей большой зазор (второй пик на выходе разъема обусловлен меньшим количеством отраженной энергии).

Существует несколько вариантов уменьшения зазора между заземляющей плоскостью и краем платы. Первый — использование кромочной планки в местах расположения разъемов на краю платы. При правильном выполнении это эффективно полностью устраняет зазор за счет нанесения металлической заземляющей планки на вертикальный край платы. Кромочная планка соединяется с существующими верхней и нижней горизонтальными заземляющими плоскостями, а также может соединяться с внутренними заземляющими плоскостями при необходимости. Кромочная планка должна располагаться только на заземленных участках края, поэтому должен быть зазор между планкой и местами расположения разъемов, где находится линия передачи. Это показано на рисунке 6.

Рисунок 6. Поперечное сечение печатной платы в месте расположения краевого разъема, демонстрирующее правильное наложение слоев по краю.
Наложение слоев по краю имеет некоторые недостатки, связанные с качеством изготовления. Это может привести к:
• Закругленному срезу от круговой фрезы, используемой для удаления наложения на линии передачи (желательно, чтобы край печатной платы оставался плоским).
• Неравномерному фрезерованию перед наложением слоев по краю, что приводит к проблемам с согласованием длины линии передачи (очень важно поддерживать ту же длину, что и калибровочные дорожки).
• Наложению слоев, простирающемуся от мест заземления на краю платы и затрагивающему область линии передачи. В худшем случае наложение слоев является непрерывным по всей области расположения разъема, включая место расположения линии передачи, как показано на рисунке 7. Это может привести к короткому замыканию линии передачи на землю.

Рисунок 7. Пример краевого покрытия, выступающего из области заземления в зону линии передачи (вид сбоку печатной платы).

Первые две проблемы с качеством нежелательны и ухудшают характеристики печатной платы. Однако они не являются катастрофическими. Третья проблема с качеством является катастрофической и делает печатную плату непригодной для использования, требуя механической доработки для удаления покрытия по краям в области линий передачи. Единственный жизнеспособный способ обеспечить высокое качество покрытия по краям — это включить требования к покрытию по краям в инструкции по изготовлению печатных плат. В зависимости от строгости этих требований производителям, возможно, придется переиздавать партии печатных плат. Или они могут отклонить заказ.
Лазерная фрезеровка кромок — еще один вариант. Лазерная фрезеровка кромок включает в себя резку платы лазером. Это можно сделать по всей кромке платы, но это необходимо только в местах расположения разъемов, а оставшаяся часть кромки обрабатывается механическим фрезерованием. Не все производители печатных плат предлагают лазерную фрезеровку кромок. Поставщики, которые это делают, обычно гарантируют погрешность только в 1 мил, что, как правило, достижимо только в случае относительно тонкой печатной платы. Некоторые производители печатных плат требуют, чтобы толщина платы составляла менее 14 мил, в то время как другие могут обеспечить такую ​​точность на платах толщиной всего 40 мил. Это все еще относительно мало и повышает вероятность деформации платы, особенно для более крупных плат, и обычно недостаточно толсто для плат с большим количеством слоев.
Нанесение покрытия на кромки и лазерная фрезеровка кромок могут увеличить стоимость, сложность и время производства. Если форм-фактор конечного оборудования позволяет соединять платы «сэндвичем» (а не «бок о бок»), то вертикальное соединение может быть жизнеспособным вариантом.

Вертикальные соединительные элементы:
Поскольку они не крепятся к краю платы, вертикальные соединительные элементы не подвержены проблемам трассировки по краю, описанным ранее. На простых платах с одним устройством соединительные элементы могут быть расположены близко к тестируемому устройству, что приводит к минимальным потерям на входе.
Кроме того, переход к плате может быть согласован по ВЧ-сигналу для минимизации разрывов импеданса. Производители соединительных элементов, такие как SVMicrowave, создают индивидуальные посадочные места для заданной компоновки линий и стека. На рисунке 8 показано посадочное место для вертикального соединительного элемента SVMicrowave, подключаемого к полосовой компоновке линий. Показаны четыре слоя печатной платы с ограждением переходных отверстий. Зазор диаметром 0,30 тысячных дюйма в слое 3 (L3) является местом крепления соединительного элемента и показан на рисунке 8c.
Одним из недостатков вертикальных соединительных элементов является сложность достижения хорошего выравнивания между соединительным элементом и посадочным местом на печатной плате. В идеале, центральный круглый контакт разъема должен соединяться со своей круглой контактной площадкой на печатной плате (PCB), и их центры должны быть выровнены. Однако при взгляде снизу, когда разъем установлен на 2D-плоскости заземления, может наблюдаться некоторое смещение влево-вправо и вперед-назад, что может привести к смещению центрального контакта относительно контактной площадки PCB. Разъемы, предназначенные для линий верхнего слоя, имеют отверстие на передней панели, которое может быть полезно для выравнивания, особенно при смещении влево-вправо (разъемы с таким отверстием также успешно использовались с полосовыми линиями). Допуск на размер монтажного отверстия должен быть жестким, чтобы минимизировать чрезмерное смещение разъема. Если требуется точное выравнивание, как в случае частот >35 ГГц, компания Rosenberger предлагает разъемы, расположенные под углом 45° к плате (в отличие от вертикальных разъемов под углом 90°), которые можно выравнивать вручную гораздо проще, чем вертикальные разъемы. Однако эти разъемы с углом запуска 45° дороже, чем их вертикальные и боковые аналоги, и требуют значительно больше места на печатной плате ( ).

Рисунок 8. Конструкция контактной площадки для вертикального разъема: (a) верхняя заземляющая линия в слое 1, (b) полосовая линия в слое 2, (c) зазор в 30 тысячных дюйма в слое 3 для адаптации и (d) сплошная заземляющая плоскость в слое 4.

Заключение:
Появление высокочастотных интегральных схем формирования луча и других высокочастотных многоканальных радиочастотных интегральных схем усложняет проектирование печатных плат. При решении этих сложных задач разработчики печатных плат должны предвидеть потенциальные проблемы производства, избегая использования очень тонких радиочастотных дорожек и, как правило, проектируя с характеристическим импедансом немного ниже целевого значения 50 Ом. При проектировании межплатных соединений, скорее всего, будут выбраны соединения с верхним или боковым выводом в зависимости от форм-фактора конечного оборудования. Соединения с верхним выводом менее подвержены производственным ограничениям, которые могут возникать на краю платы.
Во второй части этой серии статей будет обсуждаться, как изоляция линий передачи может влиять на производительность высокочастотных интегральных схем формирования луча, различия в изоляции между топологиями линий передачи и как выбрать наилучшую линию передачи для конкретного применения и геометрии интегральной схемы формирования луча.

Список литературы: 1. Джон Кунрод . «Сравнение микрополосковых линий и заземленных копланарных волноводов» . Rogers Corporation. 2. « Допуски при производстве печатных плат » . MADPCB. 3. « Допуски ». AdvancedPCB. 4. «Допуски». Imagineering, Inc. 5. « Полосковая линия ». Microwaves101.

Об авторе:
Джоэл Доблер — старший инженер по применению продукции в группе аэрокосмической, оборонной и коммуникационной техники, где он специализируется на продуктах для формирования луча, а также занимается поддержкой векторных модуляторов и программируемых фильтров нижних частот. Он работает в компании Analog Devices с 2006 года, поддерживая широкий спектр радиочастотной продукции, включая логарифмические и среднеквадратичные детекторы, цифровые и аналоговые усилители с переменным коэффициентом усиления, смесители и I/Q-демодуляторы. Он получил степень бакалавра электротехники в Вашингтонском государственном университете в 2005 году и степень магистра электротехники в Портлендском государственном университете в 2007 году.