Рисунок 1.
1. Введение.
Настройка электромагнитной совместимости системы — сложная задача, поскольку влияющих параметров множество, и требуется детальное исследование.
Таким образом, замена блока питания или каскада ИБП, например, путем модернизации силового полупроводникового модуля, является трудоемким процессом. Исследование, проведенное в данном документе, ограничивается драйвером затвора и его компромиссом между dv/dt и, в частности, потерями мощности при переключении. Анализируя зависимость поведения переключения, особенно dv/dt, от сопротивления затвора, с одной стороны, и потери IGBT, которые сильно зависят от выбора условий управления затвором, с другой, можно установить взаимосвязь между потерями IGBT и потенциальным электромагнитным поведением. Результаты исследования представлены в виде графика, показывающего потери мощности при переключении, сопротивление затвора и скорость изменения напряжения переключения (dv/dt).
Кроме того, представлена и проанализирована с помощью термографии компактная оценочная платформа «Оценочная плата», включающая изолированный драйвер IGBT и DC/DC-преобразователь для работы модуля IGBT 6-в-1, оснащенного современным CSTBT™ и обратноходовым диодом (FwDi). Первоначально были проведены испытания на переключение с использованием многоимпульсных генераторов в условиях, которые считаются наихудшими. Хотя потери при переключении, как правило, выше в случаях высокого напряжения шины постоянного тока в сочетании с высоким коллекторным током и высокой температурой перехода тестируемого устройства, поведение dv/dt, напротив, более выражено при комнатной температуре и низких токах. Такие приложения, как контроллеры двигателей и источники бесперебойного питания (ИБП), подвергаются всем этим различным условиям во время работы, например, от холодного запуска до работы с высокими нагрузками и соответствующими им высокими температурами перехода.
2. Проверка конфигурации и параметров
2.1 Потери мощности в соединении (Eon)
Все измерения для определения потерь мощности в соединении проводились на модуле IGBT 6-в-1 150 А/1200 В. Для измерения потерь требуется только одна фаза модуля. Конфигурация испытаний показана на рисунке 1, а условия испытаний указаны в таблице 1.
Измеренные значения энергии переключения являются следствием суммарных мгновенных потерь мощности в пределах заданных временных ограничений, составляющих 10% от тока переключения и 10% от приложенного напряжения питания Vcc. На рисунке 2 показаны эти ограничения.
2.2 Измерение dv/dt.
Получение информации о dv/dt выполняется в заданной точке, где ожидаются самые высокие значения dv/dt, как упоминалось во введении, например, при низких токах и сравнительно низких температурах.
Этот наихудший сценарий был определен как 10% от номинального тока IGBT и напряжение питания звена постоянного тока 600 В постоянного тока. Фактически, диапазон рабочих напряжений (RBSOA) чипсета CSTBT™ шестого поколения охватывает до 850 В, но для многих приложений управления двигателями, работающих без активного входа, было выбрано значение 600 В постоянного тока. Все условия управления показаны в таблице 2.
Схема тестирования, первоначально предложенная на рисунке 1 для питания при включении, была модифицирована для поддержания «неплавающего» состояния тестируемого устройства. Эта модификация тестовой установки позволяет поддерживать осциллограф в стабильном, неплавающем состоянии. Схема установки для измерения dv/dt показана на рисунке 3.
3. Платформа для оценки
3.1 Конструкция оценочной платы
Эти тесты можно проводить с использованием специальной оценочной платы (EVB), как показано на рисунке 4.
Решение с двумя печатными платами, показанное на рисунке 4, иллюстрирует конструкцию этой оценочной платы: интегрированная схема драйвера IGBT с обнаружением насыщения расположена поверх модуля IGBT, а изолированный DC-DC преобразователь используется для каждого IGBT на второй плате, расположенной поверх платы драйвера затвора. Резисторы затвора могут быть выбраны из всего рекомендуемого диапазона IGBT, доступных в этом корпусе, а разработанный DC-DC преобразователь охватывает весь диапазон модулей IGBT 6-в-1 с использованием CSTBT™ 6-го поколения, учитывая частоты переключения до 20 кГц.
Рисунки 2а и 2б: Интервал интегрирования потерь при переключении как следствие энергии переключения при зажигании (Eon).
Защитная изоляция между управляющими входами и выходом IGBT-транзистора обеспечивается с помощью фотопары и усиленной изоляции DC-DC преобразователя.
3.2 Проектирование печатной платы.
Кроме того, проектирование этой оценочной платформы становится критически важным из-за ограничений по пространству, которые влияют на достижимые зазоры и расстояния ползучести. Как показано на рисунке 4, оценочная плата фактически состоит из двух печатных плат, установленных одна над другой и соединенных штыревыми разъемами.
Печатная плата рядом с модулем IGBT содержит электрическую изоляцию для входного каскада и самой схемы управления затвором, в то время как печатная плата над схемой управления затвором содержит DC-DC преобразователь, подающий питание на отдельные схемы управления затвором для каждого канала. Расчетное энергопотребление на канал определяется исходя из (сравнительно небольшой) нагрузки затвора CSTBT™ 6-го поколения, используемого при определенных уровнях напряжения затвора для включения и выключения соответственно, и диапазона возможных частот переключения.
Расчет требуемой мощности каскада управления затвором для самого большого доступного модуля в конфигурации 6-в-1, например, устройства 150 А/1200 В, при максимальной частоте переключения 15 кГц и с учетом положительного смещения 15 В и отрицательного смещения 8 В, приведет к потребляемой мощности приблизительно 1 Вт на канал управления.
В рамках консервативного подхода, DC-DC преобразователь, реализованный в двухтактной топологии, был разработан для обеспечения мощности 1,5 Вт на канал драйвера IGBT. Ранее упоминалась сложность обеспечения достаточных зазоров и ползучести, однако, несмотря на небольшую площадь поверхности корпуса IGBT и сложность расположения выводов, удалось достичь приблизительно 5,5 мм зазора и ползучести на плате драйвера IGBT. Проектирование DC-DC преобразователя выявляет и другие сложности.
Рисунок 3.
После выбора больших сердечников EE-13.5 и преимущественно компонентов, монтируемых на проводниках (THT), для первого прототипа оценочной платы DC-DC преобразователя достижимое расстояние зазора было ограничено всего лишь примерно 3,5 мм. В будущей модификации этой платы планируется достичь зазора и расстояния ползучести 5,5 мм или более, что позволит использовать эту платформу в условиях сильного загрязнения. Учитывая достаточную мощность данной конструкции импульсного источника питания (SMPS), целевые значения зазора и расстояния ползучести могут быть достигнуты путем регулирования мощности SMPS и выбора ферритовых сердечников меньшего размера, а также использования компонентов поверхностного монтажа для стабилизации положительного и отрицательного смещения напряжений драйвера затвора. Печатная плата DC-DC преобразователя также содержит схему для передачи информации о температуре от терморезистора NTC, встроенного в корпус модуля IGBT, через защитный изоляционный барьер, к контактному разъему управления в верхней части платы. В дополнение к оценке электрических характеристик, был проведен анализ тепловых характеристик DC-DC преобразователя.
Рисунок 4: EVBNX 6-в-1 и его двухплатное решение. Внизу: драйвер IGBT, вверху: DC/DC преобразователь
Рисунок 5: Два соседних IGBT-контроллера на плате контроллера и расстояние утечки.
Рисунок 6: Тепловое изображение преобразователя постоянного тока
3.3 Электрическая и тепловая оценка.
В ходе проектирования с помощью моделирования была проведена оценка DC-DC преобразователя и характеристик каскада потерь контроллера. Для подтверждения ранее полученных теоретических результатов была проведена тепловая оценка и проверка первого прототипа. На рисунке 6 показано изображение DC-DC преобразователя, полученное с помощью ИК-камеры, при (пере)нагрузке, например, 1,5 Вт на канал IGBT при работе всех 6 каналов. Изображение было получено после достижения теплового равновесия при температуре окружающей среды 21°C. Вся поверхность была окрашена в черный цвет, что обеспечило равномерный коэффициент излучения 0,99 для всей печатной платы и установленных на ней компонентов. Для этого анализа было выбрано пять контрольных точек, как показано на рисунке 5. Хотя результаты работы при максимальной нагрузке более важны для тепловой оценки, электрическая оценка импульсного источника питания должна также учитывать полный диапазон нагрузки, например, от 0% до 100% (150%) нагрузки, чтобы проверить достаточную стабильность подаваемого напряжения. Тепловое изображение показывает, что в данной экспериментальной схеме параллельно используется множество небольших трансформаторов, поэтому необходимо также учитывать баланс вторичных напряжений.
Управление импульсным источником питания с обратной связью показало удовлетворительные результаты, с небольшими и приемлемыми колебаниями напряжения во всем диапазоне нагрузок. Однако довольно неоднородная температура платы, показанная на рисунке 6, требует дальнейшего анализа.
Эта опорная точка на тепловом изображении № 5, точка, наиболее удаленная от источников тепла, содержит информацию о температуре основания печатной платы.
Рисунок 7: «Компромисс» между Eon и dv/dt в зависимости от потерь сопротивления затвора (на основе измерения образца «ES»)
Указанные точки обозначены номерами от 1 до 5 и соответствуют следующим этапам DC-DC преобразователя, указанным в таблице 3.
Опорная точка с самой высокой температурой 70,8 °C находится на 49,8 К выше температуры окружающей среды.
Более глубокий анализ следует провести для компонентов с самыми высокими температурами инкапсуляции, как показано на рисунке 6. Учитывая индивидуальные потери отмеченных компонентов и рассчитывая повышение внутренней температуры с использованием индивидуального теплового сопротивления Rth (jc) каждого компонента, можно оценить безопасность и надежность конструкции. Самая высокая температура перехода обнаружена, например, в компоненте под номером 4, в схеме стабилизации положительного напряжения затвора.
В данном случае самая высокая температура, измеренная на поверхности, соответствует самой высокой расчетной температуре перехода. Решение с DC-DC преобразователем обеспечивает термическую стабильность конструкции даже при перегрузке примерно в 1,5 раза выше нормы и открывает возможности для уменьшения размеров конструкции или повышения максимально допустимой температуры окружающей среды на испытательном стенде.
4. Результаты.
Сводные результаты испытаний на потери мощности при соединении (Eon) и dv/dt показаны на графике на рисунке 7 ниже. На этом рисунке результаты dv/dt и Eon показаны вместе, при этом в качестве параметра используются значения сопротивления затвора. Помимо электромагнитных помех (ЭМП), dv/dt также учитывает влияние старения обмоток. ЭМП, помимо IGBT/FwDi и его скорости переключения в качестве источника, также подвержены влиянию механизмов распространения, таких как емкостная связь. Модернизация модуля IGBT подразумевает, что распространение ЭМП/ЭМС в основном остается неизменным, за исключением внутренней конструкции модуля. Во всех новых предлагаемых модулях в качестве подложки используется нитрид алюминия (AlN), что позволяет уменьшить емкость связи между контактными площадками и коллекторными сторонами чипов относительно земли, увеличивая толщину подложки по сравнению с обычным Al2O3. Для сравнения результатов Eon и dv/dt стандартного промышленного модуля без нового CSTBT™ 6-го поколения и FwDi, результаты также показаны на рисунке 7. При сравнении этих двух различных технологий модуль с чипом 6-го поколения обеспечивает лучший компромисс между dv/dt и потерями мощности в конкретном соединении. Следовательно, более совершенное решение на основе чипа поддерживает определенный уровень dv/dt по сравнению со стандартным промышленным решением. Диапазон настроек dv/dt в инверторах будет зависеть от конечного применения силовых каскадов. Приложения со специальным выходным фильтром работают при более высоких уровнях dv/dt по сравнению с приложениями управления двигателями.
В частности, в приложениях управления двигателями типичные значения dv/dt можно наблюдать при скорости менее 8 кВ/с, обычно значительно ближе к 4 кВ/с.
5. Заключение.
Исследование модуля IGBT 6-в-1, оснащенного новым протестированным чипсетом и новым FwDi, продемонстрировало превосходные потери при переключении относительно характеристик dv/dt по сравнению с предыдущими поколениями модулей IGBT.
Это улучшение компромисса приводит к повышению производительности контроллеров или, в свою очередь, к потенциальному снижению затрат за счет уменьшения фильтрации электромагнитных помех.
Автор:
Марко Хонсберг*, Томас Радке*, Казуфуми Исии**, Джоко Манотобу**
* Mitsubishi Electric Europe BV, Германия
** Mitsubishi Electric Corporation PDW, Фукуока, Япония
6. Библиография
1. Yamada, M. Nakamura и др.: Новейшая высокопроизводительная и высоконадежная технология IGBT в новых корпусах с традиционной компоновкой выводов, PCIM 2003, стр. 329-334.
2. M. Iwasaki, M. Seo, T. Iwagami, H. Sakata, M. Honsberg, «Новый миниатюрный корпус DIPIPM с оптимизированными характеристиками электромагнитной совместимости для бытовой техники», PCIM Europe 2001.
3. T. Ohi и др.: Новые методы защиты от перегрузки по току для драйверов IGBT с использованием мониторинга напряжения затвора, EPE 2003.
4. Lawrence. Карран: Импульсные источники питания, EDN, стр. 19-23, февраль 2001 г.
5. Марк И. Монтроуз: Методы проектирования печатных плат для обеспечения электромагнитной совместимости, серия Wiley-IEEE Press по электронике, июнь 6. Скуриат, Р., Джонсон, К.М.: Тепловые характеристики силовых модулей с охлаждением от основания и от подложки, 4-я конференция IET по силовой электронике, PEMD, Йорк, 2008 г.
