引言
在电磁流量计和生物电位测量等应用中，微弱的差分信号往往与较大的差分偏移串联。这些偏移通常会限制前端电路设计的增益，进而影响整体动态范围。当使用较低的电源电压时，例如在电池供电的信号链中，增益限制问题会更加突出。解决大差分偏移问题的一种方法是使用交流耦合测量信号链。典型的交流耦合信号链包括一个低增益仪表放大器，后接一个高通滤波器和额外的增益级（参见“用于低功耗设计的具有大直流偏移的交流信号放大”）。在大多数应用中，最好在第一级获得尽可能高的增益，因为这有助于改善信号链中后续增益级的输入参考噪声 (RTI)。本文将帮助您设计和实现一种单级仪表放大器架构，该架构能够实现高增益和交流耦合。该设计将采用 AD8237，这是一款零漂移、微功耗的仪表放大器，具有宽差分和共模输入范围。其他类似的仪表放大器架构包括 AD8420。这种仪表放大器电流反馈放大器的主要优点包括：
► 低功耗。►
不受菱形图限制，不像其他典型架构（例如由两个或三个运算放大器组成的仪表放大器）那样。►
可通过外部电阻匹配实现良好的增益漂移性能。►
无需电阻匹配即可实现高共模抑制比 (CMRR)。►
高阻抗基准引脚。

图 1. 具有间接电流模式架构的交流耦合信号调理电路。.

图 1 所示电路展示了选用 AD8237 间接模式放大器的一般方案。然而，为了在单级电路中实现高增益和交流耦合，需要在反馈回路中与 AD8237 集成一个积分器电路。与由两个或三个运算放大器组成的仪表放大器方案相比，该方案能够实现更高的增益，因为后者在施加增益后会抵消偏移。在所提出的架构中，偏移校正发生在增益阶段之前，从而使内部放大器能够获得高增益。两种架构均在附录中给出。反馈回路中使用 ADA4505 运算放大器作为积分器电路。积分器输入端检测 AD8237 的输出，并驱动 AD8237 的参考引脚，使 AD8237 的输出强制设置为 VMID，而 VMID 设置为 ADA4505 的 + 输入端。尽管积分器本身具有低通滤波功能，但在这种情况下，由于它被用于反馈回路，整个电路将具有高通滤波的传递函数。得益于此特性，它不仅能在达到增益之前完全阻隔任何直流偏差，从而实现比其他方案更高的增益，而且在低电源电压和大偏差的情况下也更加有效，因为此时可用的裕量有限。积分器还会通过参考引脚将 AD8237 的输出强制设置为选定的电压。实际上，积分器强制 AD8237 的 FB 引脚上的参考电压与输入端的差分电压大小相等、方向相反。.

表1. 图1所示电路的关键设计规范

示例设计规格：
对于低功耗应用，通常可以使用单电源供电，电压一般在 1.8 V 至 3.6 V 之间。图 1 所示电路的设计选项取决于输入信号的幅值和频率范围以及偏移量。表 1 列出了图 1 所示电路的示例设计规格。
该电路的设计选项采用 AD8237 的低带宽模式实现，从而提高了增益灵活性和稳定性。

设计说明：
图 1 所示电路包含 AD8237（一款轨到轨微功耗仪表放大器）和 ADA4505（一款零输入交越失真运算放大器）。两者均可由最小 3.3V 电源 VDD 供电。
该电路可提供一个电压 VOUT，该电压代表输入端交流信号 VSIGNAL 的放大倍数，同时消除任何直流偏移电压 VOFFSET。电路还生成一个电压 VMID，用于将 ADA4505 的正输入端和 AD8237 增益级的共模输出端调整至电源电压的一半。VMID 由分压器 (R1, R2) 生成，并由另一个 ADA4505 进行缓冲。AD8237 采用 MSOP（微型小型封装）封装，ADA4505 采用 WLCSP（紧凑型晶圆级芯片封装）封装。

设计注意事项
1. ADA4505-2 (1/2) 的正输入端 VMID 将决定 VREF（AD8237 的 Ref 引脚）的值，进而决定输出电压 VOUT。为了确保两个电源通道之间输出摆幅最大，大多数仪表放大器的最佳输入电压值应为电源电压的一半 (+VDD/2)，这是因为共模输入电压与输出范围的关系呈菱形图。设计仿真部分将提供一个菱形图工具来辅助完成此任务。
2. 考虑电路的总电源电流时，电阻 R1 和 R2 的值选择也很重要。电阻的选择需要在噪声和功耗之间进行权衡。对于此电路，最好选择较大的电阻值以尽量减少额外的电源电流。此电阻分压器所需的额外供电电流为：

► 对于电阻分压器 (R1, R2)，可以添加一个额外的电容 C1 来限制噪声频带，并减少 VDD 上的任何 50 Hz/60 Hz 或其他干扰。电容值越大，噪声滤波效果越好；但是，VMID 在上电后需要更长时间才能稳定。估计稳定在 1% 以内所需的时间为：

3. 选择无源元件（电阻和电容）的参数值时，必须考虑其容差。对于电阻分压器（R1、R2），VMID 的目标值可能会发生偏移，从而影响 AD8237 和 ADA4505 的输出振荡范围 (VOUT)。
根据图 1 所示的电路，传递函数将有两个截止频率：一个是由反馈的 ADA4505 积分器产生的高通滤波器，另一个是由 AD8237 的带宽产生的低通滤波器。由于积分器 (ADA4505) 的截止频率与 AD8237 的带宽有关，因此可能会引入一定的增益误差。所以，必须确保高通和低通截止频率保持在一定的范围内。截止频率越接近，增益误差的百分比就越大。
4. 如果应用需要使用高阻抗传感器，可以在 AD8237 输入端上游使用 ADA4505 等缓冲器，以提供更高的输入阻抗和更低的输入偏置电流，因为缓冲器会将高阻抗输入转换为低阻抗输出。AD8237 在整个温度范围内的输入偏置电流最大值为 1 nA。

设计步骤
1. 分压器调节 VMID：
根据设计考虑因素第 2 节，对于图 1 中的电路，外围元件的值设置为 R1 = R2 = 1 MΩ，以保持电源电流贡献在 1 µA 左右。

ADA4505之前的电阻分压器的输出：

假设 R1 和 R2 的公差为 5%，并考虑到 ADA4505 的偏移量：

为消除交流电源干扰和电阻噪声，调整 C1，使截止频率至少低于最小 VSIGNAL 频率 20 Hz。.

请注意，如有必要进一步降低噪声，电容器的值可以更高。.

在这种情况下，C1 设置为 22 nF，由此产生的频率为：

2. 仪表放大器 (AD8237) 增益值 VSIGNAL：
考虑到电磁流量传感器的输出范围通常为峰峰值信号幅度在 ±75 µV 至 ±6 mV 之间。对于图 1 所示的电路，峰峰值信号幅度范围将设置为 VSIGNAL = 6 mV（峰值），频率为 30 Hz。
接下来，考虑 AD8237 对电源通道的输出摆幅限制。这些值可以在“输出摆幅”数据手册中找到。为保守起见，我们将使用 +25 °C 下 RL = 10 kΩ 的摆幅情况：

对于 3.3V 电源：

由于输出是完全差分的，因此输出会随 VMID 振荡，最坏情况下会出现以下情况：

对于正输入信号（VMIDMAX = 1.732 V）：

对于负输入信号（VMIDMAX = 1.568 V）：

现在，要调整增益，将预期差分输入信号的总和相加，并使用正负摆幅范围中较小的那个来设置最大摆幅范围：

考虑到输出电压范围的限制，AD8237 的增益必须小于 253。为了补偿直流或其他误差，图 1 所示电路的增益值必须低于其最大值。增益和建立时间之间也存在权衡：增益越高，滤波器的建立时间常数越长。基于这些考虑，AD8237 的增益设置为 101。
请注意步骤 1 中的设计考虑如何最大化摆幅值。
根据数据手册，增益的计算公式如下：

AD8237 数据手册提供了增益选择的建议电阻值。对于选定的增益 101，这些电阻值应为 RF1 = 1 kΩ 和 RG1 = 100 kΩ。3
. 输入放大器带宽 (AD8237)：
根据数据手册，截止频率值为

如果设计规范要求最大信号频率具有一定的最小衰减，则可以针对给定的滤波器截止频率轻松检查这一点。.

4. 调整高通滤波器截止频率：
如“设计注意事项”部分所述，积分器设置的高值高通滤波器截止频率可能过于接近由 AD8237 带宽设置的低通滤波器截止频率。这将导致相对于先前设置的增益产生一些增益误差。
假设 R3 和 C3 的容差为 ±5%，则最快时间常数应小于最小 V_信号。

电阻 R3 将保持 1 MΩ 的恒定值，以最大限度地减少流经该电阻器到运算放大器的电流。.

选取截止频率约为 20 Hz 的最接近的标准电容器值，令 C3 = 1.5 µF，则更新后的截止频率为：

如果设计规范要求在最低信号频率下达到一定的最小衰减值，则对于给定的滤波器截止频率，可以很容易地验证这一点。参见以下电路示例：

5. 失调电压：
VOFFSET 和 VCM 信号均存在限制。
正如预期的那样，直流失调可能高于大多数应用中的典型值。在这种情况下，电压值必须满足 VOFFSET ≤ ± VMID。如果直流失调大于此限制，则 VREF 电压值将超出 ADA4505 的供电电压范围。参考引脚的相关公式为：VREF = VMID - VOFFSET。VOFFSET 将设置为 1 V。
至于共模电压，它与 VOFFSET 值直接相关，因为 VCM 必须在规定的范围内。

如果未验证这些限制，AD8237 的输入值将超出或低于供电范围。VCM 将被设置为 1.65 V。.

设计仿真：
要检查仪表放大器的共模输入范围与输出电压或菱形图的关系，您需要提供电源电压 +VDD、参考电压、增益、共模摆幅和差分输入摆幅。ADI 仪表放大器菱形图工具可帮助您查看输入摆幅是否在元件的工作范围内。请注意，该工具使用的输出摆幅是基于最坏情况负载条件（最小电阻负载）计算的，因此，如果您在工具的限制范围内进行设计，则对于更大的电阻负载将有额外的裕量。查看图 2 中的结果，紫色轮廓线表示 AD8237 在电源电压、输出摆幅、输入共模范围和元件参考电压方面的可用范围。红色轮廓线显示了给定共模和差分输入摆幅下，该范围的使用比例。目标是使红色轮廓线保持在紫色轮廓线之内。如果某些条件未满足，该工具将显示错误并提供建议。需要注意的是，此接口无法在反馈回路中实现积分器电路。然而，一种变通方法是将菱形图的输入信号配置为电路（图 1）中 VOFFSET 和 VCM 电压相加。这样可以消除 0.65 V 至 2.65 V 的直流偏移范围，但不会获得增益。这也表明共模电压可以更高，因为输出仍有一定的振荡空间。为了更好地了解仪表放大器内部的工作原理，“内部电路”选项卡会显示内部节点的电压。

图 2 为 AD8237 绘图工具的示例。

LTspice® 是一款优秀的仿真工具，可用于验证先前进行的设计计算，包括其他感兴趣的指标，例如目标信号频段内的噪声性能。LTspice 原理图如图 3 所示。第一个仿真（图 4 和图 5）是瞬态仿真，具有 1 V 直流偏移和 ±6 mV、30 Hz 的输入信号。图 4 显示了电路不同阶段的信号。图 5 是图 4 的放大图，此时电路已稳定，积分器电容已充电至最终值。蓝色曲线是 AD8237 的积分器输出或参考电压引脚。红色曲线是 VDD/2 处的设计 VMID 值，绿色曲线是最终的 30 Hz 输出信号 VOUT。.

图 3. LTspice 原理图

表 2 显示了瞬态仿真中设计目标与仿真结果的对比。VOUT 的最大值和最小值由以下公式计算得出：VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101，在本例中，其预期值分别为 2.256 V 和 1.044 V。VREF 的预期值等于 VMID - VOFFSET，在本例中，其预期值为 0.65 V。VMID 的计算方法为平均电源电压，在本例中为 1.65 V。.

图 4. 瞬态仿真结果。.

瞬态分析的结果与预期相比，输出电压非常接近。然而，由于使用了较大的积分电容和较大的直流偏移，仿真需要 17 秒才能稳定下来，输出电压才能达到最终值。这是因为仿真从 0 秒开始，电容需要时间充电至最终值。.

表2. 设计目标与仿真瞬态分析对比

设计目标参数仿真

图 6 中的仿真结果显示了图 3 所示电路在直流偏移为 1 V、输入信号为 ±6 mV、频率为 30 Hz 时的频率响应。图 6 中的光标 1 和 2 分别设置为高通滤波器和低通滤波器的 -3 dB 点。表 3 显示了设计目标与仿真结果的对比。.

表3 设计目标与仿真交流分析对比

设计目标参数仿真

 图 7 所示的仿真结果展示了图 3 所示电路的电压噪声密度与频率的关系曲线（RTI）。该曲线是通过将输出噪声除以解的总增益（101）得到的。对于带通滤波器函数，我们需要选择积分频率范围来计算总噪声。
对于上限频率，我们将使用之前设置的传感器最大频率值 220 Hz。对于下限频率，我们将使用传感器最小频率值 20 Hz。在这种情况下，最终得到的噪声来自 20 Hz 到 220 Hz 的积分。

图 5. 扩展瞬态仿真结果。.

实际上，由于带通滤波器的截止频率，测得的噪声会更高。LTspice仿真结果假设后处理“砖墙”滤波器在20 Hz和220 Hz处具有陡峭的滚降。.

然后在 LTspice 中将命令行设置为 `.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220`。接下来，按住 Ctrl 键并单击波形名称 (V(ONOISE)/101)。可以使用以下公式轻松将 RMS 噪声转换为峰峰值噪声：


对 AD8237 和 ADA4505 进行快速噪声检查后确定，AD8237 是主要的噪声源。

图 6. 交流仿真结果。

图 7. 总噪声积分到等效噪声带宽。

测量结果：
为了突出上述结果，可以进行硬件测试，因为 AD8237 和 ADA4505 都提供了面包板。每个元件都可以按照面包板原理图进行焊接。同时使用两个面包板时，可能需要在 AD8237 板上切断一条走线，以便将 VMID 电压连接到 RG 电阻。
为了清晰起见，元件值均取自设计流程部分，与设计仿真中相同。为了模拟电磁流量计或生物电位测量传感器，使用了不同的测量设备，例如电压校准器和任意波形发生器。

本次测试中，输入信号的直流偏移量 VOFFSET 设置为 1 V，共模电压设置为 1.65 V，输入信号 VSIGNAL 设置为 ±6 mV，频率为 30 Hz。
观察图 8 所示结果可知，输出电压 VOUT（黄色曲线）与预期值略有偏差，但仍在预期范围内。

表 4 显示了设计目标与测量结果的对比总结。.

表4. 设计目标与测量结果

设计目标与仿真结果之间的差异可能源于多种因素。►
所用电阻器的误差容限为5%，这意味着VMID值可能存在偏移。►
测试平台配置可能存在局限性，导致出现细微偏差，如测量仿真结果VOFFSET和VSIGNAL所示。

图 8. 示波器屏幕截图，其中黄色曲线对应于 VOUT，蓝色曲线对应于 VREF。.

设计设备

结论：
在采集诸如现场变送器中的电磁流量传感器或生物电位应用中的电极等传感器的信号时，一个常见的问题是，目标信号通常基于较大的直流偏移。为了便于从这些传感器中提取相关信息，一种解决方案是采用交流耦合测量信号链。其目标是在放大交流信号的同时消除直流偏移。AD8237 仪表放大器提供增益，并通过在反馈回路中集成积分器电路，实现单级交流耦合。通过消除输入级的直流偏移，该电路可以将最大信号增益直接应用于测量信号链的输入端，从而最大限度地降低整个测量方案输入端的噪声。

参考资料
LTspice
LTspice 是一款高性能 SPICE III 仿真器、原理图捕获器和波形查看器，具有增强功能和模型，可简化开关、线性和信号链稳压器电路的仿真。

仪表放大器菱形图工具
菱形图工具是一个网络应用程序，它为 ADI 仪表放大器生成特定配置的输出电压范围与输入共模电压图（也称为菱形图）。

附录
图 9. 间接电流模式下的仪表放大器 AD8237 仪表放大器的间接电流模式架构。

图 9 和图 10 分别展示了电流间接模式仪表放大器和三运算放大器仪表放大器。电流间接模式仪表放大器比由两个或三个运算放大器组成的仪表放大器方案具有更高的增益，后者在施加增益后会抵消偏移。在所提出的架构中，偏移校正发生在增益级之前，从而使仪表放大器具有高增益。两种架构的描述如下。
在图 9 中，电流间接模式仪表放大器基于单级配置。输入电压施加到第一个单元 GM1，而单元 GM2 位于反馈回路中。内部积分器放大器 A 将 VIN1 的副本强制施加到 VIN2。积分器用于驱动参考引脚，该引脚位于增益级之前。增益由外部电阻 RFB 和 RG 调节，其值等于：

图 10. 三运算放大器仪表放大器。

图 10 所示的三运算放大器架构基于两级配置。前两个​​运算放大器 U1 和 U2、RGAIN 电阻以及电阻 R2 和 R1 构成同相放大器，并被视为输入级。它提供单位共模增益，差分增益由 RGAIN 电阻调节，其值等于：

最后一个运算放大器 U3 和电阻 R3 构成差分放大器，该差分放大器是仪表放大器的输出级。它在差分模式下提供单位增益，并具有共模抑制比。该架构的参考注入点位于第一级增益之后的第二级。.

致谢
主要顾问：
David Plourde，CI 设计工程师，科学仪器集团 (SCI)；
Aine McCarthy，高级系统应用工程师，汽车集团；
Tim Green，高级模拟应用工程师，科学仪器集团 (SCI)

作者：Marie-Eve Carre， Analog Devices系统应用工程师
关于作者：
Marie-Eve Carre拥有法国里昂CPE工程学院电子工程硕士学位。她于2020年首次加入Analog Devices，担任应用工程合作工程师，之后返回法国完成硕士学位。2022年，她重返ADI，目前在精密信号链应用团队工作，专注于低功耗信号链。