图1。.
1. 引言
调整系统的电磁干扰 (EMI) 性能是一项复杂的任务，因为影响参数众多，需要进行详细的研究。
因此，例如，通过升级功率半导体模块来更换 UPS 的功率单元或级，是一项耗时的工作。本文的研究仅限于栅极驱动器及其在 dv/dt 与开关功率损耗（特别是开关损耗）之间的权衡。通过分析开关特性（尤其是 dv/dt）与栅极电阻的关系，以及 IGBT 损耗受栅极控制条件选择影响较大的情况，可以建立 IGBT 损耗与潜在 EMI 特性之间的关系。研究结果以图表的形式呈现，图中显示了开关功率损耗、栅极电阻和开关电压变化率 (dv/dt)。
此外，本文还介绍并分析了一种紧凑型评估平台——“评估板”。该评估板包含隔离式IGBT驱动器和DC/DC转换器，用于驱动配备先进CSTBT™和反激二极管(FwDi)的6合1 IGBT模块。首先，在假定的最坏工况下，使用多脉冲发生器进行了开关测试。虽然在高直流母线电压、高集电极电流和高结温条件下，开关损耗通常会更严重，但dv/dt特性在环境温度和低电流下更为显著。电机控制器和不间断电源(UPS)等应用在运行过程中会遇到所有这些不同的工况，例如冷启动、高负载运行以及相应的高结温。.
2. 配置和参数测试
2.1 连接损耗 (Eon)
所有用于表征连接损耗的测量均在 6 合 1 150 A/1200 V IGBT 模块上进行。损耗测量仅需模块的单相。测试配置如图 1 所示，测试条件如表 1 所示。
测得的开关能量是瞬时功率损耗在规定时间范围内（开关电流的10%和施加的Vcc电源电压的10%）累积的结果。图2标明了这些限制。.
2.2 dv/dt 测量
dv/dt 信息的采集是在预期 dv/dt 值最高的规格点进行的，如引言中所述，例如在低电流和相对较低的温度下。
该最坏情况被确定为 IGBT 额定电流的 10% 和 600 VDC 的直流母线供电电压。实际上，第六代 CSTBT™ 芯片组的 RBSOA 可覆盖高达 850 V 的电压，但考虑到许多电机控制应用无需有源输入，因此选择了 600 VDC 的值。所有控制条件如表 2 所示。
最初在图 1 中提出的用于导通功率的测试电路已进行修改，以使被测器件保持“非浮空”状态。这种测试装置的修改使得示波器能够保持在稳定的非浮空电位。用于 dv/dt 测量的测试装置如图 3 所示。
3. 评估平台
3.1 评估板设计
这些测试可以使用专用评估板 (EVB) 进行，如图 4 所示。
图 4 所示的双 PCB 方案展示了该评估板的结构：集成的 IGBT 驱动电路（带退饱和检测功能）位于 IGBT 模块上方，而隔离式 DC-DC 转换器则位于栅极驱动板上方的第二块板上，用于驱动每个 IGBT。栅极电阻可从该封装中所有推荐的 IGBT 型号中选择，所设计的 DC-DC 转换器涵盖了所有采用第六代 CSTBT™ 的 6 合 1 IGBT 模块，并考虑了高达 20 kHz 的开关频率。
图 2a 和 2b：点火开关能量 (Eon) 引起的开关损耗的积分区间。.
通过光耦合器和DC-DC转换器的加强隔离，实现了控制输入和IGBT输出之间的安全隔离。.
3.2 PCB设计
此外，由于空间限制会影响可实现的间隙和爬电距离，因此该评估平台的设计至关重要。如图4所示，评估板实际上由两块PCB组成，它们上下叠放，并通过针座互连。
IGBT模块附近的PCB包含输入级和栅极驱动电路本身的电气隔离电路，而栅极驱动电路上方的PCB包含DC-DC转换器，为每个通道的独立栅极驱动电路供电。每个通道的估计功耗是根据第六代CSTBT™在特定导通和关断栅极电压电平下的（相对较小的）栅极负载以及一系列可能的开关频率
计算得出的。例如，对于6合1配置中最大可用模块（例如150 A/1200 V的器件），在最大开关频率为15 kHz、正偏置电压为15 V、负偏置电压为8 V的情况下，计算所需的栅极驱动功率级，得出每个驱动通道的功耗约为1 W。
保守起见，采用推挽拓扑结构的DC-DC转换器设计为IGBT驱动器的每个通道提供1.5W的功率。此前提到过提供足够的间隙和爬电距离的困难，但结果表明，尽管IGBT封装的表面积很小且引脚排列复杂，仍然可以在IGBT驱动器板上实现约5.5mm的间隙和爬电距离。DC-DC转换器的设计还面临着其他挑战。.
图 3。.
在第一款原型DC-DC转换器评估板中，由于选用了尺寸较大的EE-13.5磁芯和主要采用线贴式（THT）元件，其可实现的间隙距离被限制在约3.5毫米。该电路板的后续改进旨在实现5.5毫米或更大的间隙和爬电距离，从而使该平台能够在污染严重的环境中使用。鉴于此SMPS设计具有充足的功率，可以通过调整SMPS功率、选择更小尺寸的铁氧体磁芯以及使用表面贴装元件来稳定栅极驱动器电压的正负偏置，从而实现间隙和爬电距离的目标。DC-DC转换器PCB还包含一个电路，用于将嵌入IGBT模块外壳中的NTC热敏电阻的温度信息，通过安全隔离栅传输到电路板顶部的控制引脚接头。除了电气性能评估外，还分析了DC-DC转换器的热性能。.
图 4：EVBNX 6 合 1 及其双 PCB 解决方案。底部：IGBT 驱动器，顶部：DC/DC 转换器
图 5：控制器板上的两个相邻 IGBT 控制器及其爬电距离。.
图 6：DC-DC 转换器的热成像图
3.3 电气和热学评估
在设计阶段，我们使用仿真对DC-DC转换器和控制器损耗级的性能进行了评估。为了验证之前的理论结果，我们对第一个原型进行了热学评估和验证。图6显示了DC-DC转换器在（过）负载下的红外热像图，例如，当所有6个IGBT通道均工作且每个通道负载为1.5 W时。该图像是在环境温度为21°C且达到热平衡后拍摄的。整个表面涂成黑色，使整个PCB及其安装的元件具有0.99的均匀发射率。如图5所示，我们选择了五个参考点进行分析。虽然最大负载工作条件下的结果在热学评估中更具意义，但开关电源的电气学评估也必须考虑整个负载范围，例如从0%到100%（150%）的负载，以测试供电电压的稳定性。热成像图显示，该测试设计中使用了许多小型变压器并联，因此还必须考虑二次电压的平衡。
开关电源闭环控制取得了令人满意的结果，在整个负载范围内电压波动都很小且在可接受范围内。然而，如图 6 所示，电路板温度分布较为不均匀，需要进一步分析。
热成像图 #5 中的参考点（距离热源最远的点）包含了 PCB 的基底温度信息。
图 7：Eon 和 dv/dt 之间的“权衡”作为栅极电阻损耗的函数（基于对样品“ES”的测量）
指示的点被赋予编号 1 至 5，对应于表 3 中所示的 DC-DC 转换器的以下阶段。
参考点的最高温度为 70.8°C，比环境温度高 49.8K。
如图 6 所示，应针对封装温度最高的元件进行更深入的分析。考虑各标记元件的损耗，并利用各元件的单独热阻 Rth(jc) 计算内部温升，可以评估设计的安全性和可靠性。例如，参考编号为 4 的元件（即栅极正电压稳定电路）的结温最高。.
在这种情况下，表面测得的最高温度与计算出的最高结温相对应。该直流-直流转换器方案即使在约1.5倍过载的情况下也能提供热稳定性，并且具有一定的余量，可用于使设计更加紧凑或提高评估平台的最高允许环境温度。.
4. 结果
图 7 显示了连接损耗 (Eon) 和 dv/dt 测试的汇总结果。图中同时显示了 dv/dt 和 Eon 的结果，并以栅极电阻值作为参数。除了电磁干扰 (EMI) 外，dv/dt 也被认为会对绕组老化产生影响。EMI 除了 IGBT/FwDi 及其开关速度作为干扰源外，还受到电容耦合等传播机制的影响。IGBT 模块升级意味着 EMI/EMC 传播基本保持不变，只是模块的内部结构有所改变。新提出的模块均采用氮化铝 (AlN) 作为衬底，与传统的 Al2O3 相比，这可以降低芯片集电极与地之间的耦合电容，并增加衬底厚度。为了提供未采用第六代CSTBT™和FwDi技术的标准工业模块的Eon与dv/dt关系结果的参考，图7中也展示了该结果。对比这两种不同的技术，采用第六代芯片的模块在特定连接下，dv/dt与功率损耗之间实现了更佳的平衡。因此，与标准工业解决方案相比，更优的芯片解决方案能够保持一定的dv/dt水平。逆变器中dv/dt的设置范围取决于功率级的最终应用。与电机控制应用相比，带有专用输出滤波器的应用需要更高的dv/dt水平。
特别是对于电机控制应用，典型的 dv/dt 值可以观察到小于 8kV/s，并且通常更接近 4kV/s。.
5. 结论
对配备新型测试芯片组和新型FwDi的6合1 IGBT模块的研究表明，与前几代IGBT模块相比，其开关损耗相对于dv/dt性能具有更优的平衡。
这种性能上的改进可带来更高性能的控制器，或者反过来，由于减少了EMI滤波，从而可能带来成本优势。
作者：
Marco Honsberg*、Thomas Radke*、Kazufumi Ishii**、Jokou Manotobu**
* 三菱电机欧洲有限公司，德国
** 三菱电机株式会社PDW，福冈，日本
6. 参考书目
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. Lawrence。 Curran：开关电源，EDN，第19-23页，2001年2月
。5. Mark I. Montrose：EMC合规性印刷电路板设计技术，Wiley-IEEE电子学系列，6月。6. Skuriat, R.，Johnson, CM：基板冷却和直接基板冷却功率模块的热性能，第四届IET电力电子学会议，PEMD，约克，2008年。
