半导体芯片的排列方式旨在提高模块的散热能力，并采用直接基板绝缘的铝底板来增强热循环性能。为了在如此大的底面积下实现底板与散热器之间更好的热接触，底板被分割成多个部分。用于 2400A/1200V 双 IGBT 模块的封装也适用于 1800A/1700V 双模块。.
引言
我们传统的 IGBT 模块系列 MPD（Mega Power Dual），包含一款 1400A/1200V 双通道器件，旨在优化高功率工业设备的设计。然而，随着风力涡轮机和光伏电池板等可再生能源发电系统的快速发展，市场对更大功率的电力系统需求日益增长。为了以简便的方式满足这一市场需求，我们开发了一款全新的 2500A/1200V 双通道 IGBT 模块。
结构
和端子布局：
图 1 显示了该模块的图像。封装长度约为其宽度的两倍。主 P 端子和 N 端子位于封装的一侧，交流端子位于另一侧，以便于逆变器设计。信号端子位于封装的中间，方便将驱动器直接安装在模块顶部。这种端子布局也便于驱动器与模块分离时的接线。
底板结构：
随着底板面积的增大，实现底座与散热器之间的紧密贴合变得越来越困难。为了解决这个问题，该模块采用了独立的底座部分。模块外壳由高度不同的两部分组成，以承受不同底座部分带来的弯曲应力。这种结构允许对每个底座部分进行独立测试。现有的测试设备（通常用于测试小型设备）可用于此目的。
在逆变器应用中，这种尺寸的模块在最大功率下的总功率损耗可能超过 5 kW。对于如此高的功率损耗，通常采用液冷，并且此类应用中液冷通常需要 5000 W/m²K 的导热系数。在液冷系统中，外壳温度的变化速度远快于风冷系统，因此热循环和散热能力至关重要。
在 5000 W/m²K 的热辐射条件下，一个模块大约需要 400 cm² 的散热面积（ΔTc = 25K）。我们新款 2500A/1200V 双模块的底座尺寸足以满足此散热需求。然而，液冷会导致机箱温度发生显著变化，因此需要提高模块的热循环能力。.
为了实现这一目标，将铝基板直接粘合到基板上（图 5）。这种结构消除了基板和陶瓷绝缘层之间的焊料层，而焊料层是传统模块结构在热循环后的一个众所周知的薄弱环节（图 4）。该焊料层会因温度循环应力而发生劣化，导致模块在其使用寿命期间热阻 Rth(x) 增加。图 4 和图 5 通过仿真比较了传统结构的铜基板和铝基板的热阻，结果如图所示
。图 6 和图 7 分别显示了铜基板和铝基板的热阻仿真结果。
尽管铝的热导率低于铜，但两种基板的热阻值几乎相同。这直接得益于消除了薄的导电焊料层。
芯片设计：
该芯片的设计旨在提高使用液冷时的散热能力。通过仿真验证了抑制芯片间相互热干扰所需的必要距离。图 8 显示了该仿真的结构。图 9 显示了在 200 W/芯片功率下，芯片与水温差的仿真结果。该模块中芯片间的距离约为 30 mm。结果表明，该距离足以满足液冷要求。
为了获得最佳散热性能，液冷管应直接位于芯片下方。
因此，主板上的安装孔经过精心选择，以避免管路与安装孔之间发生任何干涉，如图 10 所示。
端子结构：
当模块的额定电流增加时，需要采用电感更低的封装。然而，如果所需的额定电流更高，封装尺寸也会增大，导致内部布线长度增加，从而增加内部电感。一种降低电感的方法是增加模块内部叠层母线的宽度，但该宽度受模块内部物理空间的限制。为了获得电感更低的母线，采用了四层叠层结构。这种结构可以降低母线上的电流密度集中度，并降低每个端子触点的电流密度分离比。电感值通过仿真验证。为了确保电感仿真软件的计算结果与理论值相符，将仿真值与使用简单结构的理论公式计算出的计算值进行比较。图 11 显示了该简单结构。
µr×µ0×(d/W)×L
• µr = 1
• µ0 = 4×10⁻⁷
• d：平行于纸面的距离。
• W：轨道向前方向的距离（宽度）。
• L：当前轨道在平行方向上的距离（长度）。
两种仿真结果相似。因此，该仿真方法对于检验结构性能非常有效。为了实现低内部电感的小型母线，本封装采用了四层叠层母线。图 12 展示了母线结构。
叠层母线电感的目标值为 3 nH 或更低。为了达到此目标值，需要两个宽度为 50 mm 或更大的电路板结构。如果考虑封装的变换电阻，则外壳高度必须为 50 mm 或更低。因此，不能使用双层结构。在我们的仿真中，我们模拟了最佳的并联层结构。四层并联结构的仿真结果显示，在 1 MHz 频率下，电感值为 2.59 nH。该结果表明，四层并联结构是该模块最合适的解决方案。
降低模块的内部电感也能改善总电流在各芯片间的分配平衡。由于 L2 相对于 L1 和 L3 较小，各芯片间的输入电压差也较小，从而改善了芯片间的电流平衡。.
模块电感
特性
图 15 显示了模块的电感仿真结构。为了消除外部布线的影响，端子之间连接了一条宽叠层母线。
仿真结果显示，模块内部总电感在 1 MHz 频率下从 P 端到 N 端为 5.18 nH，低于初始目标值。图 17 显示了用于验证内部封装电感的测试电路。开关器件 (CM1400DU-24NF) 在 1500 A 条件下作为 di/dt 发生器工作。被测器件 (DUT) 串联连接，测量 DUT 的 P 端和 N 端之间由 di/dt 引起的电压尖峰。DUT 封装的电感值根据图 16 所示的波形计算得出。
本模块内封装的电感值可通过以下计算得出：
di / dt: 9,375 [A / ns]
Vpn（P 和 N 之间产生的电压）：52 [V]
VCE（饱和）：1.37 [V] @ Ic = 500A
(VPN-VCE(sat)x2) / (di / dt) = 5.25nH
模拟结果与实验结果一致，达到了目标值。.
第六代芯片（1200V）的特性
图18展示了第六代IGBT和第五代IGBT的横截面图。
在相同的Eoff水平下，与第五代IGBT相比，第六代IGBT的VCE(sat)和Eoff之间的权衡降低了0.7V。图19展示了在相同dv/dt条件下，损耗计算示例结果的比较。结果表明，在固定的dv/dt条件下，第六代IGBT在逆变器工作状态下的总损耗比第五代IGBT模块降低了25%。
第六代芯片（1700V）的特性：
新开发的1800A/1700V双IGBT模块也采用了相同的封装。因此，我们简要介绍第六代1700V IGBT的特性。图20显示了VCE(sat)与Eoff的权衡关系。在相同的Eoff水平下，与第五代产品相比，VCE(sat)与Eoff的权衡关系降低了约0.35V。图21显示了导通损耗与dv/dt的关系。在相同的dv/dt（10kV/ms）下，与第五代产品相比，导通损耗降低了25%。
结论：
本文介绍了一种新型的2500A/1200V双IGBT工业级模块。该模块采用四层主内部总线，实现了低封装内部电感。芯片设计也针对液冷进行了优化。为了提高与散热器的热接触电阻，基座由多个平行部分组成。陶瓷基板与铝基座之间的直接键合增强了其热循环性能。采用第六代IGBT和FWDi芯片，实现了更优异的损耗性能。该封装也应用于1800A/1700V双IGBT模块，并且正在考虑采用相同的标准化基座，开发其他系列的模块，从而实现良好的性价比。
作者：丸田步美、田畑光晴。《电源机制》，三菱电机株式会社，日本。.
参考文献
[1] Junji Yamada: Next Generation High Power Dual IGBT Module with CSTBT Chip and New Package Concept, PCIM 2002.
[2] Tetsuo Takashi: CSTBTTM(III) as the next generation IGBT, ISPSD2008-May, pp. 72-75.
[3] Katsumi Satoh: New chip design technology for next generation power module, PCIM 08.
