Introdução
Em aplicações como caudalímetros eletromagnéticos (EM) e medições de biopotenciais, pequenos sinais diferenciais estão em série com offsets diferenciais muito maiores. Estes offsets limitam normalmente o ganho que o circuito pode suportar no projeto de entrada, o que, por sua vez, impacta a gama dinâmica global. A limitação do ganho é ainda mais difícil quando se utilizam tensões de alimentação mais baixas, por exemplo, em cadeias de sinal alimentadas por bateria. Uma solução para este problema de grande offset diferencial é utilizar uma cadeia de sinal de medição acoplada em CA. Uma cadeia de sinal acoplada em CA típica incluiria um amplificador de instrumentação de baixo ganho, seguido de um filtro passa-alto e estágios de ganho adicionais (consulte "Amplificação de Sinais CA com grandes offsets CC para projetos de baixa potência"). Na maioria das aplicações, é preferível obter o máximo de ganho possível no primeiro estágio, uma vez que isso ajuda a melhorar o ruído referido na entrada (RTI) dos estágios de ganho subsequentes na cadeia de sinal. Este artigo irá ajudá-lo a projetar e implementar uma arquitetura de amplificador de instrumentação integrada que permite um elevado ganho e acoplamento CA, tudo num único estágio. O projeto incluirá o AD8237, um amplificador de instrumentação de micropotência com deriva zero e uma ampla gama de entrada diferencial e de modo comum. Outros exemplos de arquiteturas de amplificadores integrados incluem o AD8420. As principais vantagens de um amplificador de realimentação de corrente integrado são:
► Baixo consumo de energia.
► Ausência das limitações do diagrama de diamante presentes noutras arquiteturas típicas, como por exemplo amplificadores integrados compostos por dois ou três amplificadores operacionais (op amps).
► Um bom desempenho de deriva de ganho pode ser alcançado através de casamento de impedância externo.
► Pode ser alcançada uma elevada rejeição de modo comum (CMRR) sem depender do casamento de impedâncias.
► Pino de referência de alta impedância.

Figura 1. Circuito de condicionamento de sinal acoplado em CA com arquitetura de modo de corrente indireto.

O circuito da Figura 1 apresenta o esquema geral em que está seleccionado o amplificador de modo indirecto AD8237. No entanto, para obter um elevado ganho e acoplamento CA num único estágio, é necessário implementar um circuito integrador num laço de realimentação com o AD8237. Esta solução permite um ganho superior às soluções de amplificadores de instrumentação compostas por dois ou três amplificadores operacionais, que anulam o offset assim que o ganho é aplicado. Na arquitetura proposta, a correção do offset ocorre antes da fase de ganho, permitindo que o amplificador interno tenha um ganho elevado. Ambas as arquiteturas são apresentadas no apêndice. O amplificador operacional ADA4505 é utilizado no ciclo de realimentação como circuito integrador. A saída do AD8237 é detetada pela entrada do integrador e aciona o pino de referência do AD8237 para forçar a saída do AD8237 a VMID, que está configurada para a entrada + do ADA4505. Embora o integrador forneça uma função de filtro passa-baixo, nesta situação, devido à sua utilização no ciclo de realimentação, o circuito geral terá uma função de transferência de filtro passa-alto. Graças a este comportamento, não só bloqueará qualquer desvio CC antes de o ganho ser atingido, permitindo um maior aumento de ganho do que outras soluções, como também é ainda mais útil com baixas tensões de alimentação e grandes desvios, uma vez que a margem de trabalho é limitada. O integrador também força a saída do AD8237 para uma tensão escolhida através de um pino de referência. De facto, o integrador força o pino de referência em relação ao pino FB do AD8237 a ser igual e oposto à tensão diferencial das entradas.

Tabela 1. Principais especificações de projeto para o circuito da Figura 1

Especificações de design de exemplo
Para aplicações de baixo consumo de energia, está normalmente disponível uma única fonte de alimentação, geralmente entre 1,8 V e 3,6 V. As opções de design para o circuito apresentado na Figura 1 dependem da amplitude e da gama de frequências do sinal de entrada e do offset. A Tabela 1 lista as especificações de design de exemplo para o circuito da Figura 1.
As opções de design para este circuito foram implementadas utilizando um modo de baixa largura de banda para o AD8237, o que permite flexibilidade de ganho e maior estabilidade.

Descrição do Projeto:
O circuito da Figura 1 é constituído pelo AD8237, um amplificador de instrumentação de micropotência rail-to-rail, e pelo ADA4505, um amplificador operacional com distorção de entrada de entrada zero (ZID). Ambos podem ser alimentados por uma fonte de alimentação mínima de 3,3 V, VDD.
Este circuito pode fornecer uma tensão, VOUT, que representa a amplificação do sinal CA, VSIGNAL, presente na entrada, eliminando qualquer tensão de offset CC, VOFFSET. É gerada uma tensão, VMID, para ajustar tanto a entrada positiva do ADA4505 como a saída de modo comum do estágio de ganho do AD8237 para metade da tensão de alimentação. A VMID é gerada com um divisor de tensão (R1, R2) e bufferizada com outro ADA4505. O AD8237 está num encapsulamento MSOP (mini small outline package) e o ADA4505 num encapsulamento WLCSP (compact wafer-level chip scale package).

Considerações de design
1. A entrada positiva do ADA4505-2 (1/2), VMID, irá definir o valor de VREF (o pino Ref do AD8237) e, consequentemente, a saída, VOUT. Para garantir a máxima excursão de saída entre os dois canais de alimentação, o valor ideal para a maioria dos amplificadores de instrumentação encontra-se a metade da tensão de alimentação (+VDD/2) devido à tensão de entrada de modo comum versus a gama de saída, ou diagrama de diamante. Uma ferramenta de diagrama de diamante será apresentada na secção de simulações de projeto para auxiliar nesta tarefa.
2.º Ao considerar a corrente total de alimentação do circuito, a escolha dos valores das resistências R1 e R2 é também importante. A escolha dos resistores é um compromisso entre o ruído e a dissipação de potência. No caso deste circuito, é melhor escolher valores de resistências mais elevados para minimizar a corrente de alimentação adicional. A corrente de alimentação adicional para este divisor resistivo seria:

► No caso do divisor resistivo (R1, R2), pode ser adicionado um condensador adicional C1 para limitar a gama de ruído e reduzir qualquer interferência de 50 Hz/60 Hz ou outras interferências em VDD. Quanto maior for o condensador, melhor será a filtragem de ruído; no entanto, o VMID demorará mais tempo a estabilizar após o arranque. O tempo estimado para estabilizar dentro de 1% é:

3.Na escolha dos valores dos componentes passivos (resistências e condensadores), devem ser tidas em conta as tolerâncias. No caso do divisor resistivo (R1, R2), o valor alvo de VMID pode variar, o que afetaria as gamas de oscilação de saída (VOUT) do AD8237 e do ADA4505.
Com base no circuito da Figura 1, a função de transferência terá duas frequências de corte, resultantes de um filtro passa-alto do integrador ADA4505 em realimentação e de uma resposta do filtro passa-baixo devido à largura de banda do AD8237. Pode ocorrer algum erro de ganho, relacionado com a frequência de corte do integrador (ADA4505) em combinação com a largura de banda do AD8237. Assim, é importante que as frequências de corte dos filtros passa-alto e passa-baixo se mantenham dentro de uma determinada gama. Dependendo da proximidade entre as frequências de corte, a percentagem do erro de ganho pode variar.
4.Se a aplicação exigir a utilização de sensores de alta impedância, podem ser utilizados buffers como o ADA4505 a montante das entradas do AD8237 para fornecer uma maior impedância de entrada e uma menor corrente de polarização de entrada, dado que um buffer irá converter uma entrada de alta impedância numa saída de baixa impedância. A corrente de polarização de entrada do AD8237 é de 1 nA no máximo em toda a gama de temperaturas.

Procedimento de projeto
1. Divisor de tensão para ajustar o VMID:
Utilizando a secção 2 das Considerações de projeto, para o circuito da Figura 1, os valores dos componentes periféricos são definidos como R1 = R2 = 1 MΩ para manter a contribuição da corrente de alimentação em torno de 1 µA.

Saída do divisor de tensão antes do ADA4505:

Considerando que a tolerância para R1 e R2 é de 5% e tendo em conta o offset do ADA4505:

Para eliminar interferências da fonte de alimentação CA e ruídos das resistências, ajuste C1 de modo a que a frequência de corte seja, pelo menos, inferior à frequência mínima de VSIGNAL de 20 Hz.

Note que o valor do condensador pode ser maior, se necessário, para limitar ainda mais o ruído.

Neste caso, C1 é definido como 22 nF, o que fornece uma frequência de:

2. Valor de Ganho VSIGNAL do Amplificador de Instrumentação (AD8237):
Considere que a gama de saída dos sensores de fluxo EM é normalmente uma amplitude de sinal pico a pico que varia de ±75 µV a ±6 mV. Para o circuito da Figura 1, a gama de amplitude de sinal pico a pico será definida como VSIGNAL = 6 mV pico a uma frequência de 30 Hz.
De seguida, considere os limites da gama de oscilação de saída do AD8237 para os canais de alimentação. Estes valores podem ser encontrados na folha de dados "Output Swing" (Oscilação de Saída). Utilizaremos o caso de oscilação com RL = 10 kΩ a +25 °C por uma questão de conservadorismo.

Para uma fonte de alimentação de 3,3 V:

Como a saída é totalmente diferencial, irá oscilar em relação a VMID e, no pior caso:

Para sinais de entrada positivos (VMIDMAX = 1,732 V):

Para sinais de entrada negativos (VMIDMAX = 1,568 V):

Agora, para ajustar o ganho, some o total dos sinais de entrada diferenciais esperados e utilize o menor dos intervalos de oscilação positiva e negativa para definir o intervalo de oscilação máximo:

Considerando os limites da gama de tensão de saída, o ganho do AD8237 deve ser inferior a 253. Para compensar os erros CC/outros, o valor do ganho para o circuito da Figura 1 deve ser inferior ao valor máximo possível. Existe também uma relação inversa entre o ganho e o tempo de estabilização: quanto maior for o ganho, mais lenta será a constante de tempo do filtro. Devido a estas considerações, o ganho do AD8237 foi definido como 101.
Note o benefício das considerações de projeto na Etapa 1 em termos de maximização do valor de oscilação.
De acordo com a folha de dados, a fórmula associada ao ganho é:

A folha de dados do AD8237 fornece valores de resistências sugeridos para a seleção do ganho. Para um ganho selecionado de 101, estes valores das resistências devem ser RF1 = 1 kΩ e RG1 = 100 kΩ.
3. Largura de banda do amplificador de entrada (AD8237):
De acordo com a folha de dados, o valor da frequência de corte é

Se a especificação do projeto exigir uma determinada atenuação mínima para a frequência máxima do sinal, esta pode ser facilmente verificada para uma determinada frequência de corte do filtro.

4. Ajustar a frequência de corte do filtro passa-alto:
Uma frequência de corte do filtro passa-alto de valor alto, definida pelo integrador, pode ficar muito próxima da frequência de corte do filtro passa-baixo definida pela largura de banda do AD8237, como explicado na secção Considerações de projeto. Isto introduzirá algum erro de ganho em relação ao ganho previamente definido.
Assumindo uma tolerância de ±5% para R3 e C3, a constante de tempo mais rápida deve ser inferior à frequência mínima_{do SINAL}V.

O resistor R3 terá um valor constante de 1 MΩ para minimizar a corrente que atravessa este resistor até ao amplificador operacional.

Considerando o valor de condensador padrão mais próximo que tenha uma frequência de corte aproximada de 20 Hz, vamos definir C3 = 1,5 µF, de modo a que a frequência de corte atualizada seja:

Se a especificação do projeto exigir uma determinada atenuação mínima para a frequência mínima do sinal, esta pode ser facilmente verificada para uma determinada frequência de corte do filtro. Veja um exemplo deste circuito:

5. Tensão de Offset:
Os sinais VOFFSET e VCM apresentam limitações.
Como esperado, o offset CC pode ser superior ao normalmente encontrado na maioria das aplicações. Nesta situação, o valor da tensão deve ser VOFFSET ≤ ± VMID. Se o offset CC for superior a este limite, o valor da tensão VREF estará fora do intervalo de tensão de alimentação do ADA4505. A equação relativa ao pino de referência é: VREF = VMID - VOFFSET. VOFFSET será definido para 1 V.
Quanto à tensão de modo comum, está diretamente relacionada com o valor de VOFFSET, uma vez que VCM deve estar dentro do intervalo especificado.

Caso estas limitações não se verifiquem, os valores de entrada do AD8237 ficarão acima ou abaixo das gamas de alimentação. O VCM será definido para 1,65 V.

Simulações de projeto
Para verificar a gama de entrada de modo comum em relação à tensão de saída ou ao diagrama de diamante de um amplificador de instrumentação, terá de fornecer a tensão de alimentação +VDD, a tensão de referência, o ganho, a excursão de modo comum e a excursão de entrada diferencial. A ferramenta Diagrama de Diamante do Amplificador de Instrumentação da Analog Devices ajuda a verificar se a excursão de entrada está dentro do intervalo de funcionamento do componente. Note-se que a excursão de saída utilizada pela ferramenta considera as piores condições de carga (menor carga resistiva); portanto, se projetar dentro dos limites da ferramenta, haverá margem adicional para cargas resistivas mais elevadas. Observando os resultados da Figura 2, o contorno roxo representa a gama utilizável do AD8237 para a tensão de alimentação, a excursão de saída, a gama de modo comum de entrada e a tensão de referência do componente. O contorno vermelho mostra a quantidade desta gama que está a ser utilizada para a excursão de modo comum e a excursão de entrada diferencial fornecidas. O objetivo é manter o contorno vermelho dentro do contorno roxo. Se determinadas condições não forem cumpridas, a ferramenta apresenta o erro e oferece recomendações. É importante referir que a implementação do circuito integrador no ciclo de realimentação não é possível com esta interface. No entanto, uma solução alternativa é configurar o sinal de entrada do diagrama de diamante como se as tensões VOFFSET e VCM do circuito (na Figura 1) fossem somadas. Isto elimina a gama (0,65 V a 2,65 V) como um offset CC, e não é obtido qualquer ganho. Mostra também que a tensão de modo comum poderá ser maior, pois ainda existe alguma margem para a saída oscilar. Para melhor compreender o que se passa dentro do amplificador de instrumentação, o separador Circuitos Internos apresenta as tensões dos nós internos.

Figura 2. Um exemplo da ferramenta de plotagem do AD8237.

O LTspice® é uma excelente ferramenta de simulação para verificar os cálculos do procedimento de projeto realizados anteriormente, incluindo outras especificações de interesse, como o desempenho do ruído na banda de sinal em questão. O esquema do LTspice é apresentado na Figura 3. A primeira simulação (Figuras 4 e 5) é uma simulação transitória com um offset CC de 1 V e um sinal de entrada de ±6 mV a 30 Hz. A Figura 4 mostra o sinal em diferentes fases do circuito. A Figura 5 é uma versão ampliada da Figura 4 após o circuito ter estabilizado e o condensador do integrador ter atingido o seu valor final. A curva azul representa a saída do integrador ou o pino de tensão de referência do AD8237. A curva vermelha representa o valor VMID projetado em VDD/2, e a curva verde representa o sinal de saída final de 30 Hz, VOUT.

Figura 3. Esquema do LTspice

A Tabela 2 mostra uma comparação entre o objetivo do projeto e os resultados da simulação transitória. Para os valores máximo e mínimo de VOUT, os valores esperados são derivados de: VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101, o que, no nosso caso, nos dá valores esperados de 2,256 V e 1,044 V. O valor esperado de VREF é igual a VMID - VOFFSET, o que, no nosso caso, nos dá um valor esperado de 0,65 V. Quanto a VMID, calculamos que seja a tensão média de alimentação, que, no nosso caso, é de 1,65 V.

Figura 4. Resultados da simulação transitória.

Os resultados obtidos na análise transitória, comparados com as expectativas, são bastante semelhantes em termos de tensão de saída. No entanto, a simulação demora 17 segundos a estabilizar e a saída atingir o seu valor final, devido ao grande condensador de integração e ao grande offset CC implementado. Este tempo de estabilização ocorre porque a simulação começa no instante 0 s e o condensador necessita de tempo para carregar até ao seu valor final.

Tabela 2. Objetivo do projeto versus simulação Análise transitória

Simulação de Parâmetros Alvo de Projeto

A simulação da Figura 6 mostra a resposta em frequência do circuito da Figura 3 com um offset CC de 1 V e um sinal de entrada de ±6 mV a 30 Hz. Os cursores 1 e 2 da Figura 6 foram configurados para o ponto de -3 dB para os filtros passa-alto e passa-baixo, respetivamente. A Tabela 3 apresenta uma comparação entre os objetivos do projeto e os resultados da simulação.

Tabela 3 Objetivo do projeto versus análise de CA por simulação

Simulação de Parâmetros Alvo de Projeto

 A simulação seguinte, na Figura 7, mostra a densidade de ruído de tensão em função da frequência (RTI) para o circuito da Figura 3. Isto é feito dividindo o ruído de saída pelo ganho total da solução (101). Para a função de filtro passa-banda, precisamos de escolher a gama de frequências de integração para calcular o ruído total.
Para a frequência superior, utilizaremos o valor máximo de frequência do sensor definido anteriormente, que é de 220 Hz. Para a frequência inferior, utilizaremos também o valor mínimo de frequência do sensor, definido em 20 Hz. Nesta situação, o ruído resultante será proveniente da integração de 20 Hz a 220 Hz.

Figura 5. Resultados da simulação transitória alargada.

Na realidade, o ruído medido será maior devido às frequências de corte do filtro passa-banda. Os resultados da simulação no LTspice pressupõem um filtro de pós-processamento do tipo "parede de tijolos" com uma atenuação acentuada a 20 Hz e 220 Hz.

A linha de comandos no LTspice é então definida como . noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220. De seguida, mantenha premida a tecla Control e clique com o botão esquerdo do rato no nome da forma de onda (V(ONOISE)/101). O ruído RMS pode ser facilmente convertido em ruído pico a pico utilizando a equação:


Uma verificação rápida do ruído do AD8237 e do ADA4505 determinou que o AD8237 é a fonte de ruído dominante.

Figura 6. Resultados da simulação CA.

Figura 7. Ruído total integrado na largura de banda de ruído equivalente.

Resultados Medidos:
Para realçar os resultados acima, é possível realizar testes de hardware, dado que tanto o AD8237 como o ADA4505 possuem breadboards. Cada componente pode ser soldado utilizando o esquema da breadboard. Ao utilizar ambas as placas de ensaio em simultâneo, pode ser necessário cortar uma pista na placa do AD8237 para ligar a tensão VMID aos resistores RG.
Para maior clareza, os valores dos componentes foram estabelecidos e obtidos a partir da secção do procedimento de projeto, tal como na simulação do projeto. Para simular os caudalímetros eletromagnéticos ou os sensores de medição de biopotenciais, foram utilizados diferentes equipamentos de medição, como um calibrador de tensão e um gerador de formas de onda arbitrárias.

Para este teste, os sinais de entrada foram configurados com um offset CC, VOFFSET, de 1 V, uma tensão de modo comum de 1,65 V e um sinal de entrada, VSIGNAL, de ±6 mV a 30 Hz.
Observando os resultados apresentados na Figura 8, o desempenho da tensão de saída VOUT (curva amarela) apresenta um pequeno desvio em relação aos valores esperados, mas ainda está dentro do esperado.

A Tabela 4 apresenta um resumo dos objetivos do projeto em comparação com os resultados obtidos.

Tabela 4. Objetivos do projeto versus resultados medidos

As diferenças entre o objetivo do projeto e os resultados da simulação podem ter várias origens.
► Os resistores utilizados tinham uma tolerância de erro de 5%, o que significa que o valor de VMID pode ter variado.
► A configuração da bancada de testes pode ter limitações que podem levar a pequenos desvios, como mostrado nas simulações medidas, VOFFSET e VSIGNAL.

Figura 8. Captura de ecrã de um osciloscópio com a curva amarela correspondente a VOUT e a curva azul a VREF.

Dispositivos de projeto

Conclusão:
Uma exigência comum na captura de sinais de sensores, como sensores de fluxo eletromagnéticos em transmissores de campo ou elétrodos em aplicações de biopotenciais, é que o sinal de interesse geralmente apresenta offsets CC muito elevados. Para facilitar a extração de informação relevante destes sensores, uma solução é implementar uma cadeia de sinal de medição acoplada em CA. O objetivo é eliminar os offsets CC enquanto se amplificam os sinais CA. O amplificador de instrumentação AD8237 fornece o ganho, e o acoplamento CA é realizado num único estágio pela incorporação de um circuito integrador no laço de realimentação. Ao eliminar o offset CC no estágio de entrada, este circuito permite que o ganho máximo do sinal seja aplicado diretamente à entrada da cadeia de sinal de medição, minimizando o ruído referido à entrada da solução de medição como um todo.

Referências
LTspice
O LTspice é um simulador SPICE III de alto desempenho, com captura de esquemas e visualizador de formas de onda, bem como melhorias e modelos para facilitar a simulação de circuitos reguladores de comutação, lineares e de cadeia de sinal.

Ferramenta de Gráfico de Diamante para Amplificadores de Instrumentação
A Ferramenta de Gráfico de Diamante é uma aplicação web que gera um gráfico específico da configuração, também conhecido como gráfico de diamante, da gama de tensão de saída versus a tensão de modo comum de entrada para amplificadores de instrumentação da ADI.

do Anexo
. Amplificador de instrumentação no modo de corrente indireta. Arquitectura do amplificador de instrumentação AD8237 em modo de corrente indirecta.

As Figuras 9 e 10 mostram o amplificador de instrumentação em modo indireto de corrente e o amplificador de instrumentação com três amplificadores operacionais. O amplificador de instrumentação em modo indireto de corrente permite um ganho superior às soluções de amplificadores de instrumentação compostas por dois ou três amplificadores operacionais, que cancelam o offset assim que o ganho é aplicado. Na arquitetura proposta, a correção do offset ocorre antes do estágio de ganho, permitindo que o amplificador de instrumentação tenha um ganho elevado. Ambas as arquiteturas são descritas de seguida.
Na Figura 9, o amplificador de instrumentação em modo indireto de corrente baseia-se numa configuração de estágio único. As tensões de entrada são aplicadas à primeira célula, GM1, enquanto a célula GM2 se encontra no circuito de realimentação. O integrador interno, Amplificador A, força uma réplica de VIN1 em VIN2. O integrador é utilizado para acionar o pino de referência, que está antes do estágio de ganho. O ganho é ajustado pelas resistências externas RFB e RG e é igual a:

Figura 10. Amplificadores de instrumentação com três amplificadores operacionais.

A arquitetura de três amplificadores operacionais da Figura 10 baseia-se numa configuração de dois estágios. Os dois primeiros amplificadores operacionais, U1 e U2, a resistência RGAIN e as resistências R2 e R1 formam amplificadores não inversores e são considerados o estágio de entrada. Fornece o ganho de modo comum unitário, e o ganho diferencial é ajustado pelo resistor RGAIN e é igual a:

O último amplificador operacional, U3, e as resistências R3 formam um amplificador diferencial que constitui o estágio de saída do amplificador de instrumentação. Proporciona ganho unitário no modo diferencial e rejeição de modo comum. O ponto de injeção de referência para esta arquitetura está localizado no segundo estágio, após o primeiro estágio de ganho.

Agradecimentos
Consultores Principais:
David Plourde, Engenheiro de Design de CI, Scientific Instruments Group (SCI)
Aine McCarthy, Engenheira Sénior de Aplicações de Sistemas, Automotive Group
Tim Green, Engenheiro Sénior de Aplicações Analógicas, Scientific Instruments Group (SCI)

Autora: Marie-Eve Carre, Engenheira de Aplicações de Sistemas, Analog Devices.
Sobre a autora:
Marie-Eve Carre é mestre em Engenharia Eletrónica pela Escola de Engenharia CPE em Lyon, França. Marie-Eve ingressou na Analog Devices em 2020 como engenheira de aplicações em regime de estágio, antes de regressar a França para concluir o mestrado. Regressou à ADI em 2022 e atualmente apoia o grupo de aplicações de Cadeias de Sinal de Precisão, com foco em cadeias de sinal de baixa potência.