Introduction
Dans des applications telles que les débitmètres électromagnétiques (EM) et les mesures de biopotentiels, de faibles signaux différentiels sont associés en série à des décalages différentiels beaucoup plus importants. Ces décalages limitent généralement le gain admissible par le circuit d'entrée, ce qui influe sur la plage dynamique globale. La limitation du gain est d'autant plus problématique avec des tensions d'alimentation plus faibles, par exemple dans les chaînes de traitement du signal alimentées par batterie. Une solution à ce problème de décalage différentiel important consiste à utiliser une chaîne de mesure à couplage alternatif. Une telle chaîne comprend généralement un amplificateur d'instrumentation à faible gain, suivi d'un filtre passe-haut et d'étages de gain supplémentaires (voir « Amplification de signaux alternatifs avec des décalages continus importants pour les conceptions basse consommation »). Dans la plupart des applications, il est préférable d'obtenir un gain maximal au premier étage, car cela contribue à améliorer le bruit rapporté à l'entrée (RTI) des étages de gain suivants. Cet article vous aidera à concevoir et à mettre en œuvre une architecture d'amplificateur d'instrumentation intégré permettant un gain élevé et un couplage alternatif, le tout en un seul étage. La conception intégrera l'AD8237, un amplificateur d'instrumentation à très faible consommation et à dérive nulle, doté d'une large plage d'entrée différentielle et en mode commun. L'AD8420 est un autre exemple d'architecture d'amplificateur intégré. Les principaux avantages d'un tel amplificateur à contre-réaction de courant intégré sont les suivants :
► Faible consommation.
► Absence des limitations de type « diagramme en losange » rencontrées avec d'autres architectures classiques, telles que les amplificateurs intégrés composés de deux ou trois amplificateurs opérationnels (AOP).
► Excellentes performances en termes de dérive de gain grâce à l'adaptation d'impédance externe.
► Taux de réjection en mode commun (CMRR) élevé sans adaptation d'impédance.
► Broche de référence à haute impédance.

Figure 1. Circuit de conditionnement de signal couplé AC avec architecture en mode courant indirect.

Le circuit de la figure 1 présente le schéma général d'utilisation de l'amplificateur indirect AD8237. Cependant, pour obtenir un gain élevé et un couplage AC en un seul étage, il est nécessaire d'intégrer un circuit intégrateur dans la boucle de rétroaction avec l'AD8237. Cette solution permet d'atteindre un gain supérieur à celui des amplificateurs d'instrumentation composés de deux ou trois amplificateurs opérationnels, qui compensent le décalage une fois le gain appliqué. Dans l'architecture proposée, la correction du décalage intervient avant la phase de gain, ce qui permet à l'amplificateur interne d'atteindre un gain élevé. Les deux architectures sont présentées en annexe. L'amplificateur opérationnel ADA4505 est utilisé dans la boucle de rétroaction comme circuit intégrateur. La sortie de l'AD8237 est détectée par l'entrée de l'intégrateur et pilote la broche de référence de l'AD8237 afin de forcer sa sortie à VMID, qui est configurée sur l'entrée + de l'ADA4505. Bien que l'intégrateur assure une fonction de filtre passe-bas, dans ce cas précis, du fait de son utilisation dans la boucle de rétroaction, le circuit global adoptera une fonction de transfert de filtre passe-haut. Grâce à ce comportement, il bloquera toute déviation de tension continue avant que le gain ne soit atteint, permettant ainsi une augmentation de gain supérieure à celle d'autres solutions. De plus, il s'avère particulièrement utile avec des tensions d'alimentation faibles et des déviations importantes, la marge de manœuvre étant alors limitée. L'intégrateur impose également une tension de référence à la sortie de l'AD8237 via une broche de référence. Concrètement, il force la tension de la broche de référence par rapport à la broche FB de l'AD8237 à être égale et opposée à la tension différentielle des entrées.

Tableau 1. Spécifications de conception clés du circuit de la figure 1

Spécifications de conception (exemple) :
Pour les applications basse consommation, une alimentation unique est généralement disponible, généralement entre 1,8 V et 3,6 V. Les options de conception du circuit illustré à la figure 1 dépendent de l’amplitude et de la plage de fréquences du signal d’entrée, ainsi que du décalage. Le tableau 1 présente des exemples de spécifications de conception pour ce circuit.
Ces options ont été implémentées en mode basse bande passante pour l’AD8237, ce qui permet une plus grande flexibilité du gain et une meilleure stabilité.

Description du circuit :
Le circuit de la figure 1 est composé de l’AD8237, un amplificateur d’instrumentation micropuissance rail-à-rail, et de l’ADA4505, un amplificateur opérationnel sans distorsion de croisement. Les deux composants peuvent être alimentés par une tension minimale de 3,3 V (VDD).
Ce circuit fournit une tension VOUT, représentant l’amplification du signal alternatif VSIGNAL appliqué à l’entrée, tout en éliminant toute tension de décalage continue VOFFSET. Une tension VMID est générée afin d’ajuster à la moitié de la tension d’alimentation l’entrée positive de l’ADA4505 et la sortie en mode commun de l’étage de gain de l’AD8237. VMID est générée par un diviseur de tension (R1, R2) et tamponnée par un autre ADA4505. L’AD8237 est encapsulé dans un boîtier MSOP (mini-boîtier à petit contour) et l’ADA4505 dans un boîtier WLCSP (boîtier compact à l’échelle de la puce au niveau de la plaquette).

Considérations de conception :
1. L'entrée positive de l'ADA4505-2 (1/2), VMID, détermine la valeur de VREF (broche Ref de l'AD8237) et, par conséquent, la tension de sortie VOUT. Pour garantir une excursion de sortie maximale entre les deux canaux d'alimentation, la valeur optimale pour la plupart des amplificateurs d'instrumentation se situe à la moitié de la tension d'alimentation (+VDD/2), en raison de la tension d'entrée en mode commun en fonction de la plage de sortie (diagramme en losange). Un outil de diagramme en losange sera présenté dans la section consacrée aux simulations de conception pour faciliter cette tâche.
2. Le choix des valeurs des résistances R1 et R2 est également important pour le courant d'alimentation total du circuit. Ce choix représente un compromis entre le bruit et la dissipation de puissance. Dans le cas de ce circuit, il est préférable d'opter pour des valeurs de résistance plus élevées afin de minimiser le courant d'alimentation supplémentaire. Le courant d'alimentation supplémentaire fourni par ce diviseur de tension serait :

► Dans le cas du diviseur de tension (R1, R2), un condensateur supplémentaire C1 peut être ajouté pour limiter la bande passante du bruit et réduire les interférences de 50 Hz/60 Hz ou autres sur VDD. Plus la valeur du condensateur est élevée, meilleur est le filtrage du bruit ; cependant, le VMID mettra plus de temps à se stabiliser à la mise sous tension. Le temps estimé pour une stabilisation à 1 % près est :

3. Lors du choix des valeurs des composants passifs (résistances et condensateurs), il convient de tenir compte des tolérances. Dans le cas du pont diviseur de tension (R1, R2), la valeur cible de VMID peut varier, ce qui affecterait les plages d'oscillation de sortie (VOUT) des AD8237 et ADA4505.
D'après le circuit de la figure 1, la fonction de transfert présentera deux fréquences de coupure : une due au filtre passe-haut de l'intégrateur ADA4505 en boucle fermée et une autre due à la bande passante de l'AD8237, qui constitue un filtre passe-bas. Une erreur de gain peut ainsi apparaître, liée à la fréquence de coupure de l'intégrateur (ADA4505) et à la bande passante de l'AD8237. Il est donc important que les fréquences de coupure passe-haut et passe-bas restent dans une certaine plage. Le pourcentage d'erreur de gain peut varier en fonction de la proximité de ces fréquences.
4. Si l'application requiert l'utilisation de capteurs à haute impédance, des tampons tels que l'ADA4505 peuvent être utilisés en amont des entrées de l'AD8237 afin d'obtenir une impédance d'entrée plus élevée et un courant de polarisation d'entrée plus faible, puisqu'un tampon convertit une entrée à haute impédance en une sortie à basse impédance. Le courant de polarisation d'entrée de l'AD8237 est de 1 nA maximum sur toute la plage de température.

Procédure de conception
1. Diviseur de tension pour ajuster VMID :
En utilisant la section 2 des considérations de conception, pour le circuit de la figure 1, les valeurs des composants périphériques sont fixées à R1 = R2 = 1 MΩ pour maintenir la contribution du courant d'alimentation autour de 1 µA.

Sortie du diviseur de résistance avant l'ADA4505 :

En supposant une tolérance de 5 % pour R1 et R2 et en tenant compte du décalage de l'ADA4505 :

Pour éliminer les interférences de l'alimentation secteur et le bruit de la résistance, ajustez C1 de sorte que la fréquence de coupure soit au moins inférieure à la fréquence minimale VSIGNAL de 20 Hz.

Veuillez noter que la valeur du condensateur peut être plus élevée si nécessaire pour limiter davantage le bruit.

Dans ce cas, C1 est fixé à 22 nF, ce qui donne une fréquence de :

2. Amplificateur d'instrumentation (AD8237) : Gain VSIGNAL :
La plage de sortie des capteurs de débit électromagnétiques présente généralement une amplitude crête à crête comprise entre ±75 µV et ±6 mV. Pour le circuit de la figure 1, cette plage sera fixée à VSIGNAL = 6 mV crête à une fréquence de 30 Hz. Il convient
ensuite de considérer les limites de la plage de variation de tension de sortie de l'AD8237 par rapport aux canaux d'alimentation. Ces valeurs sont disponibles dans la fiche technique « Output Swing ». Par mesure de sécurité, nous utiliserons le cas RL = 10 kΩ à +25 °C.

Pour une alimentation de 3,3 V :

Étant donné que la sortie est entièrement différentielle, elle oscillera par rapport à VMID et, dans le pire des cas :

Pour les signaux d'entrée positifs (VMIDMAX = 1,732 V) :

Pour les signaux d'entrée négatifs (VMIDMAX = 1,568 V) :

Pour ajuster le gain, additionnez la somme des signaux d'entrée différentiels attendus et utilisez la plus petite des plages d'oscillation positive et négative pour définir la plage d'oscillation maximale :

Compte tenu des limites de la plage de tension de sortie, le gain de l'AD8237 doit être inférieur à 253. Afin de compenser les erreurs de tension continue et autres, la valeur du gain du circuit de la figure 1 doit être inférieure à la valeur maximale possible. Il existe également un compromis entre le gain et le temps d'établissement : plus le gain est élevé, plus la constante de temps du filtre est longue. De ce fait, le gain de l'AD8237 est fixé à 101.
On notera l'avantage des choix de conception de l'étape 1 en termes d'optimisation de l'excursion de tension.
La formule associée au gain, tirée de la fiche technique, est la suivante :

La fiche technique de l'AD8237 fournit des valeurs de résistances suggérées pour la sélection du gain. Pour un gain de 101, ces valeurs doivent être RF1 = 1 kΩ et RG1 = 100 kΩ.
3. Bande passante de l'amplificateur d'entrée (AD8237) :
D'après la fiche technique, la fréquence de coupure est :

Si le cahier des charges exige une certaine atténuation minimale pour la fréquence maximale du signal, cela peut être facilement vérifié pour une fréquence de coupure de filtre donnée.

4. Réglage de la fréquence de coupure du filtre passe-haut :
Une fréquence de coupure élevée du filtre passe-haut, définie par l’intégrateur, peut se rapprocher dangereusement de la fréquence de coupure du filtre passe-bas, elle-même définie par la bande passante de l’AD8237, comme expliqué dans la section « Considérations de conception ». Ceci introduira une erreur de gain par rapport au gain précédemment défini.
En supposant une tolérance de ±5 % pour R3 et C3, la constante de temps la plus rapide doit être inférieure à la fréquence minimale du signal V_{_SIGNAL}.

La résistance R3 aura une valeur constante de 1 MΩ afin de minimiser le courant traversant cette résistance vers l'amplificateur opérationnel.

En prenant la valeur de condensateur standard la plus proche permettant d'obtenir une fréquence de coupure d'environ 20 Hz, fixons C3 = 1,5 µF, la fréquence de coupure mise à jour est donc :

Si les spécifications de conception exigent une atténuation minimale pour la fréquence minimale du signal, cela peut être facilement vérifié pour une fréquence de coupure de filtre donnée. Voir un exemple de ce circuit :

5. Tension de décalage :
Les signaux VOFFSET et VCM présentent des limitations.
Comme prévu, le décalage continu peut être supérieur à celui généralement rencontré dans la plupart des applications. Dans ce cas, la valeur de la tension doit être VOFFSET ≤ ± VMID. Si le décalage continu dépasse cette limite, la valeur de la tension VREF sort de la plage de tension d'alimentation de l'ADA4505. L'équation relative à la broche de référence est alors : VREF = VMID - VOFFSET. VOFFSET est fixé à 1 V.
La tension de mode commun est directement liée à la valeur de VOFFSET, car VCM doit se situer dans la plage spécifiée.

Si ces limitations ne sont pas vérifiées, les valeurs d'entrée de l'AD8237 seront supérieures ou inférieures aux plages d'alimentation. La tension VCM sera fixée à 1,65 V.

Simulations de conception :
Pour vérifier la plage d'entrée en mode commun par rapport à la tension de sortie (diagramme en losange) d'un amplificateur d'instrumentation, vous devez fournir la tension d'alimentation +VDD, la tension de référence, le gain, l'excursion en mode commun et l'excursion d'entrée différentielle. L'outil « Diagramme en losange » d'Analog Devices vous permet de vérifier si l'excursion d'entrée se situe dans la plage de fonctionnement du composant. Notez que l'excursion de sortie utilisée par l'outil correspond aux conditions de charge les plus défavorables (charge résistive minimale). Par conséquent, si vous dimensionnez votre circuit dans les limites de l'outil, une marge supplémentaire sera disponible pour des charges résistives plus importantes. Sur la figure 2, le contour violet représente la plage utilisable de l'AD8237 pour la tension d'alimentation, l'excursion de sortie, la plage d'entrée en mode commun et la tension de référence du composant. Le contour rouge indique la portion de cette plage utilisée pour les excursions d'entrée en mode commun et différentielle données. L'objectif est de maintenir le contour rouge à l'intérieur du contour violet. Si certaines conditions ne sont pas remplies, l'outil affiche l'erreur et propose des recommandations. Il est important de noter que l'implémentation du circuit intégrateur dans la boucle de rétroaction est impossible avec cette interface. Une solution consiste à configurer le signal d'entrée du diagramme en losange comme si les tensions VOFFSET et VCM du circuit (figure 1) étaient additionnées. Ceci élimine la plage (0,65 V à 2,65 V) de décalage continu et aucun gain n'est obtenu. Cela montre également que la tension de mode commun pourrait être plus élevée, car la sortie dispose encore d'une marge d'oscillation. Pour mieux comprendre le fonctionnement interne de l'amplificateur d'instrumentation, l'onglet « Circuits internes » affiche les tensions des nœuds internes.

Figure 2 : Exemple d'utilisation de l'outil de tracé AD8237.

LTspice® est un excellent outil de simulation pour vérifier les calculs de la procédure de conception effectués précédemment, y compris d'autres spécifications importantes telles que les performances en matière de bruit dans la bande de signal d'intérêt. Le schéma LTspice est présenté sur la figure 3. La première simulation (figures 4 et 5) est une simulation transitoire avec un décalage continu de 1 V et un signal d'entrée de ±6 mV à 30 Hz. La figure 4 montre le signal à différents stades du circuit. La figure 5 est un agrandissement de la figure 4 après stabilisation du circuit et charge du condensateur de l'intégrateur à sa valeur finale. La courbe bleue représente la tension de sortie de l'intégrateur ou la broche de tension de référence de l'AD8237. La courbe rouge représente la valeur VMID prévue à VDD/2, et la courbe verte représente le signal de sortie final à 30 Hz, VOUT.

Figure 3. Schéma LTspice

Le tableau 2 compare l'objectif de conception aux résultats de la simulation transitoire. Les valeurs attendues de VOUT (maximum et minimum) sont calculées par la formule : VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101, soit 2,256 V et 1,044 V respectivement. La valeur attendue de VREF est égale à VMID - VOFFSET, soit 0,65 V dans notre cas. Quant à VMID, elle correspond à la tension d'alimentation moyenne, soit 1,65 V.

Figure 4. Résultats de la simulation transitoire.

Les résultats obtenus lors de l'analyse transitoire sont, en termes de tension de sortie, très proches des prévisions. Cependant, la simulation met 17 secondes à se stabiliser et la tension de sortie à atteindre sa valeur finale, en raison de la capacité d'intégration et du décalage continu importants implémentés. Ce temps de stabilisation s'explique par le fait que la simulation démarre à t = 0 s et que le condensateur a besoin de temps pour se charger complètement.

Tableau 2. Objectif de conception versus analyse transitoire de la simulation

Simulation des paramètres cibles de conception

La simulation de la figure 6 illustre la réponse en fréquence du circuit de la figure 3 avec un décalage continu de 1 V et un signal d'entrée de ±6 mV à 30 Hz. Les curseurs 1 et 2 de la figure 6 ont été positionnés au point de -3 dB pour les filtres passe-haut et passe-bas, respectivement. Le tableau 3 compare les objectifs de conception et les résultats de la simulation.

Tableau 3 Objectif de conception versus analyse AC par simulation

Simulation des paramètres cibles de conception

 La simulation suivante (figure 7) illustre la densité spectrale de bruit en fonction de la fréquence (RTI) pour le circuit de la figure 3. Ce calcul est effectué en divisant le bruit de sortie par le gain total de la solution (101). Pour la fonction de filtre passe-bande, il est nécessaire de choisir la plage de fréquences d'intégration afin de calculer le bruit total.
Pour la fréquence supérieure, nous utiliserons la valeur de fréquence maximale du capteur, fixée précédemment à 220 Hz. Pour la fréquence inférieure, nous utiliserons également la valeur de fréquence minimale du capteur, fixée à 20 Hz. Dans ce cas, le bruit résultant correspond à l'intégration de 20 Hz à 220 Hz.

Figure 5. Résultats de la simulation transitoire étendue.

En réalité, le bruit mesuré sera plus élevé en raison des fréquences de coupure du filtre passe-bande. Les résultats de la simulation LTspice supposent un filtre passe-bande à coupure abrupte (« brique ») appliqué en post-traitement, avec une atténuation marquée à 20 Hz et 220 Hz.

Dans LTspice, la ligne de commande est alors définie sur `.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220`. Ensuite, maintenez la touche Ctrl enfoncée et cliquez sur le nom de la forme d'onde (V(ONOISE)/101). Le bruit RMS peut être facilement converti en bruit crête à crête à l'aide de l'équation suivante :


Une vérification rapide du bruit des AD8237 et ADA4505 a permis de déterminer que l'AD8237 est la principale source de bruit.

Figure 6. Résultats de la simulation AC.

Figure 7. Bruit total intégré dans la bande passante de bruit équivalente.

Résultats des mesures :
Pour illustrer les résultats ci-dessus, des tests matériels sont possibles, les cartes AD8237 et ADA4505 étant fournies avec des plaques d'essai. Chaque composant peut être soudé en suivant les schémas des plaques d'essai. Lors de l'utilisation simultanée des deux plaques, il peut être nécessaire de couper une piste sur la carte AD8237 pour connecter la tension VMID aux résistances RG.
Par souci de clarté, les valeurs des composants ont été définies et extraites de la section relative à la procédure de conception, comme pour la simulation. Pour simuler les débitmètres électromagnétiques ou les capteurs de mesure de biopotentiel, différents équipements de mesure ont été utilisés, tels qu'un calibrateur de tension et un générateur de formes d'onde arbitraires.

Pour ce test, les signaux d'entrée ont été configurés avec un décalage continu, VOFFSET, de 1 V, une tension de mode commun de 1,65 V et un signal d'entrée, VSIGNAL, de ±6 mV à 30 Hz.
L'observation des résultats présentés sur la figure 8 montre que la tension de sortie VOUT (courbe jaune) présente un léger écart par rapport aux valeurs attendues, mais reste conforme aux prévisions.

Le tableau 4 présente un résumé des objectifs de conception par rapport aux résultats mesurés.

Tableau 4. Objectifs de conception versus résultats mesurés

Les différences entre l'objectif de conception et les résultats de simulation peuvent avoir diverses origines.
► Les résistances utilisées présentaient une tolérance d'erreur de 5 %, ce qui signifie que la valeur VMID a pu varier.
► La configuration du banc d'essai peut présenter des limitations susceptibles d'entraîner de légers écarts, comme le montrent les simulations mesurées, VOFFSET et VSIGNAL.

Figure 8. Capture d'écran d'un oscilloscope avec la courbe jaune correspondant à VOUT et la courbe bleue VREF.

Dispositifs de conception

Conclusion :
Lors de l’acquisition de signaux provenant de capteurs tels que les capteurs de débit électromagnétiques dans les transmetteurs de terrain ou les électrodes utilisées dans les applications de biopotentiel, il est fréquent que le signal d’intérêt soit fortement déconnecté de la composante continue. Pour faciliter l’extraction d’informations pertinentes, une solution consiste à mettre en œuvre une chaîne de mesure couplée en alternatif. L’objectif est d’éliminer la composante continue tout en amplifiant les signaux alternatifs. L’amplificateur d’instrumentation AD8237 assure le gain, et le couplage alternatif est réalisé en un seul étage grâce à l’intégration d’un circuit intégrateur dans la boucle de rétroaction. En éliminant la composante continue à l’entrée, ce circuit permet d’appliquer un gain maximal directement à l’entrée de la chaîne de mesure, minimisant ainsi le bruit rapporté à l’entrée du système de mesure global.

Références
LTspice
LTspice est un simulateur SPICE III haute performance, un outil de capture de schémas et un visualiseur de formes d'onde avec des améliorations et des modèles pour faciliter la simulation des circuits de régulation à commutation, linéaires et de chaîne de signaux.

Outil de tracé en losange pour amplificateurs d'instrumentation
L'outil de tracé en losange est une application Web qui génère un graphique de la plage de tension de sortie spécifique à la configuration en fonction de la tension de mode commun d'entrée, également connu sous le nom de tracé en losange, pour les amplificateurs d'instrumentation ADI.

de l'annexe
. Amplificateur d'instrumentation en mode courant indirect Architecture de l'amplificateur d'instrumentation AD8237 en mode courant indirect.

Les figures 9 et 10 présentent respectivement l'amplificateur d'instrumentation en mode indirect de courant et l'amplificateur d'instrumentation à trois amplificateurs opérationnels. L'amplificateur en mode indirect de courant offre un gain supérieur aux solutions composées de deux ou trois amplificateurs opérationnels, qui annulent le décalage une fois le gain appliqué. Dans l'architecture proposée, la correction du décalage intervient avant l'étage de gain, permettant ainsi à l'amplificateur d'instrumentation d'atteindre un gain élevé. Ces deux architectures sont décrites ci-dessous.
Sur la figure 9, l'amplificateur d'instrumentation en mode indirect de courant repose sur une configuration à un seul étage. Les tensions d'entrée sont appliquées à la première cellule, GM1, tandis que la cellule GM2 est intégrée à la boucle de rétroaction. L'intégrateur interne, l'amplificateur A, force une réplique de VIN1 sur VIN2. Cet intégrateur est utilisé pour piloter la broche de référence, située avant l'étage de gain. Le gain est ajusté par les résistances externes RFB et RG et est égal à :

Figure 10. Amplificateurs d'instrumentation à trois amplificateurs opérationnels.

L'architecture à trois amplificateurs opérationnels de la figure 10 repose sur une configuration à deux étages. Les deux premiers amplificateurs opérationnels, U1 et U2, la résistance RGAIN et les résistances R2 et R1 forment des amplificateurs non inverseurs et constituent l'étage d'entrée. Il offre un gain en mode commun unitaire, et le gain différentiel est ajusté par la résistance RGAIN et vaut :

Le dernier amplificateur opérationnel, U3, et les résistances R3 forment un amplificateur différentiel qui constitue l'étage de sortie de l'amplificateur d'instrumentation. Il offre un gain unitaire en mode différentiel et une réjection de mode commun. Le point d'injection de référence de cette architecture se situe au deuxième étage, après le premier étage de gain.

Remerciements
Principaux consultants :
David Plourde, ingénieur de conception CI, Scientific Instruments Group (SCI)
Aine McCarthy, ingénieure d’applications systèmes senior, Automotive Group
Tim Green, ingénieur d’applications analogiques senior, Scientific Instruments Group (SCI)

Auteure : Marie-Eve Carre, ingénieure d’applications systèmes chez Analog Devices.
À propos de l’auteure :
Marie-Eve Carre est titulaire d’un master en ingénierie électronique de l’école d’ingénieurs CPE de Lyon. Elle a rejoint Analog Devices en 2020 en tant qu’ingénieure d’applications stagiaire avant de retourner en France pour terminer son master. Elle a réintégré ADI en 2022 et travaille actuellement au sein du groupe d’applications « Chaînes de signaux de précision », plus particulièrement sur les chaînes de signaux basse consommation.