Os circuitos integrados de formação de feixe (BFICs) modernos possuem frequentemente múltiplos caminhos de RF paralelos no chip, com ganho e fase controláveis ​​independentemente. As configurações comuns dos BFICs apresentam dois ou mais destes caminhos de RF ligados a pinos localizados na mesma borda e/ou canto do encapsulamento do CI. A Figura 1 mostra um BFIC de 4 entradas e 4 saídas, com todas as quatro entradas na mesma borda do encapsulamento e todas as quatro saídas em bordas opostas. Esta arquitetura de dispositivos é utilizada na ADAR3000/ADAR3001/ADAR3006/ADAR3007 de circuitos integrados de formação de feixe nas bandas Ku e Ka da Analog Devices. O BFIC deve também suportar todos os pinos digitais, de alimentação e outros pinos diversos necessários para o seu funcionamento.
O espaçamento relativamente pequeno entre pinos no BFIC é uma consequência do grande número de entradas e saídas de RF e da sua respectiva configuração sinal-terra. O encaminhamento de múltiplas linhas de RF de alta precisão, a partir de pinos próximos uns dos outros, para diversos dispositivos, conectores ou outras placas de circuito impresso (PCBs) representa um desafio. A baixa precisão da impedância da linha de transmissão e as transições de impedância inadequadas (por exemplo, na transição entre duas placas) provocam reflexões do sinal. Isto reduz a potência de RF entregue à carga e diminui o ganho. O menor ganho do sistema e a potência de saída reduzida degradam a potência isotrópica efetiva irradiada (EIRP) dos transmissores. Reflexões de sinal suficientemente grandes também podem causar instabilidade, especialmente se o design do circuito for suscetível à potência refletida da carga.
Este artigo discute como projetar e fabricar linhas de transmissão de RF de alta precisão para PCBs e transições de conectores com excelente perda de retorno, que encaminham sinais de e para a PCB através de linhas de transmissão ligadas a circuitos integrados de banda larga (BFICs) de entrada e saída de RF de alta contagem. Embora o foco seja em aplicações de BFIC e phased-arrays, o material é igualmente aplicável a qualquer projeto de circuito de alta frequência onde uma boa adaptação de impedância seja importante. Serão apresentadas diversas técnicas de projeto, mas o importante tema de projeto para a manufatura também será abordado. Note que este artigo fornece as dimensões principalmente em milésimos de polegada (1000 milésimos de polegada equivalem a 1 polegada). Para converter de milésimos de polegada para milímetros, multiplique por 0,0254.

Figura 1. Diagrama de blocos anatómico de um chip BFIC de 4 entradas, 4 saídas e 16 canais num encapsulamento BGA; as dimensões do contorno não estão à escala com o espaçamento entre esferas e o diâmetro das esferas.

Fabrico de diversas topologias de linhas de transmissão:
Os fabricantes de PCB suportam várias topologias populares de linhas de transmissão de RF, incluindo microfita, guia de onda coplanar ligada à terra (GCPW), linha de transmissão e a menos popular GCPW enterrada (BGCPW), que se assemelha a um híbrido entre GCPW e linha de transmissão. Embora a microfita seja relativamente fácil de fabricar, é menos popular para operação acima dos 6 GHz devido à sua maior perda de rasto e baixa supressão de modos. ¹ GCPW, BGCPW e linha de transmissão apresentam um melhor desempenho acima dos 6 GHz devido à sua menor perda por radiação e melhor supressão de modos. As topologias de linha enterrada melhoram o isolamento, mas são mais difíceis de fabricar e requerem vias para a ligação. Estas vias são tipicamente cegas para minimizar a indutância parasita, resultando num custo de placa mais elevado.
A Figura 2 mostra uma secção transversal de GCPW, GCPW enterrada e uma linha de banda, bem como as geometrias importantes que determinam a impedância nominal da linha. Estes parâmetros são a largura da linha (W1/W2/W3), a distância lateral da borda da linha ao plano de terra adjacente (G1/G2/G3), a espessura dos materiais dielétricos (T1/T2) e a permissividade relativa dos materiais dielétricos (εR1/εR2). A Figura 2 não mostra a espessura do cobre utilizado para as linhas nem a ligação à terra necessária. A espessura do cobre deve ser considerada, mas é um efeito secundário. A ligação à terra necessária será discutida na Parte 2. A escolha da topologia depende da perda aceitável na pista, da frequência, do isolamento entre linhas necessário, do espaço disponível e da espessura do dielétrico do material da placa de circuito impresso.

Figura 2. Corte transversal das topologias GCPW, GCPW enterrada e linha de banda.

Efeitos das Tolerâncias de Fabrico na Impedância da Linha:
A qualidade das topologias das linhas de RF é afetada pelas tolerâncias de fabrico. A escolha de geometrias de linha otimizadas para minimizar estes efeitos é crucial para alcançar uma impedância de linha precisa de 50 Ω. A Figura 3 mostra um gráfico de reflectometria no domínio do tempo (TDR) de uma linha de banda com 0,076 mm (3 milésimos de polegada) de largura, projetada para 50 Ω, mas medida em aproximadamente 60 Ω. Era desejado um erro de, no máximo, ±10% (45 Ω a 55 Ω) para se conseguir uma perda de retorno de 20 dB ou melhor.
Três geometrias importantes a considerar no projeto da linha são a largura da linha, a distância lateral à terra e a espessura do dielétrico. Muitos fabricantes de PCB oferecem larguras mínimas de condutor até 0,03 polegadas (dependendo da espessura do cobre), com uma tolerância de 0,01 a 0,02 polegadas. ^2-4 Os fabricantes normalmente apenas fornecem valores típicos de espessura do dielétrico, provavelmente porque a espessura final é determinada pelo fabricante do PCB durante o processo de laminação da placa. A distância lateral em relação ao terra pode variar devido ao plano de terra não terminar onde deveria. Além disso, a largura efetiva da distância lateral altera-se se a largura da linha variar.

Figura 3. Gráfico TDR de uma linha de banda com 0,076 mm (3 milésimos de polegada) de largura na camada 2 de uma placa de circuito impresso (PCB).
Nas topologias de microfita e linha de banda, as variações na largura do espaçamento lateral não devem afetar a impedância da linha, dado que a distância lateral à terra é grande por projeto. Isto faz com que todas as linhas de campo fluam para o plano de terra inferior no caso da microfita e para os planos de terra superior e inferior no caso da linha de banda. No entanto, a largura da linha de controlo de impedância (GCPW) é mais afetada pelas tolerâncias do espaçamento lateral. Por projeto, a distância lateral entre o espaçamento e a terra é relativamente pequena, e a maioria das linhas de campo flui para o plano de terra lateral.

A Figura 4 mostra a impedância de linha 5 de um projeto de linha de transmissão em função do desvio da largura da linha em relação ao valor nominal para múltiplas larguras de linha. Mostra também o desvio de impedância que ocorre quando o dieléctrico é 5% mais espesso que o valor nominal (assumindo uma espessura de cobre de 0,7 mils na linha de transmissão e εR = 3,1). Idealmente, a inclinação de todas as linhas seria 0 e não haveria qualquer deslocamento na intersecção entre as linhas, indicando ausência de variações de fabrico. Note que as linhas mais largas têm uma inclinação menor, enquanto as linhas mais estreitas têm uma inclinação maior. Assim sendo, na prática, quando existem variações de fabrico, é preferível uma maior largura de linha nominal. Infelizmente, com um aumento de 5% na espessura do dielétrico, o deslocamento da impedância é aproximadamente o mesmo, independentemente das larguras de linha nominais. Isto significa que o fabricante deve cumprir os requisitos finais de espessura prensada dentro de uma determinada tolerância para atingir a tolerância de impedância de linha desejada. O foco está no aumento da espessura do dielétrico (em vez de a diminuir), uma vez que foi observado em muitos lotes de fabrico de placas com diferentes topologias de linha que a impedância da linha tende a ser maior ou igual à impedância alvo do projeto. Isto leva à regra geral de projetar a linha com alguns ohms a menos que o alvo, especialmente quando a largura é fina (menos de 0,127 mm). No entanto, com esta abordagem, pode ser necessário abdicar dos requisitos de impedância controlada que normalmente restringem o fabricante de PCB, dependendo da diferença de impedância. Se for necessário utilizar uma linha fina devido a outras considerações de design, é fundamental ter um elevado grau de confiança no fabricante escolhido. Esta confiança pode ser conquistada naturalmente utilizando projetos anteriores do fabricante e/ou fabricando intencionalmente placas experimentais com a topologia de linha escolhida, apresentando múltiplas linhas de larguras variadas que resultariam numa impedância de projeto de aproximadamente 50 Ω. Seriam então necessárias medições para determinar qual a largura de linha que se aproxima mais de 50 Ω.

Figura 4. Erro de impedância (para 50 Ω) versus tolerância de fabrico para larguras de linha de 3, 5, 7 e 10 milésimos de polegada sobre a espessura dielétrica nominal e +5%.

Ligações na placa: Entrada e saída de sinal da PCB.
As descontinuidades de impedância de RF entre as linhas de transmissão de RF e os conectores de RF que movimentam os sinais entre as PCB são tão importantes como a impedância de linha precisa discutida anteriormente. Ao fazer a transição entre placas, existem duas opções de interligação física:
1. Conectores de lançamento lateral, que são montados lateralmente na borda da PCB.
2.º Conectores de lançamento vertical, que são montados verticalmente na PCB.
Ambos os tipos estão disponíveis em normas como SMA, SMP, SMPM, 2,92 mm e 2,4 mm, entre outras.
A escolha entre lançamento lateral e lançamento vertical dependerá em grande parte do formato do equipamento final. Se forem utilizados conectores de lançamento lateral, a PCB de interligação será montada lateralmente. Se o sistema estiver alojado num único chassis/dissipador de calor metálico, esta configuração pode ser a melhor opção. Se forem utilizados conectores de lançamento vertical, existe a possibilidade de empilhar várias placas numa configuração tipo sanduíche. Isto pode resultar num formato mais compacto, mas também pode exigir refrigeração a ar, uma vez que as placas individuais provavelmente não terão dissipadores de calor. Uma combinação de ambos os tipos de conectores — uma placa com lançamento lateral e a outra com lançamento vertical — fará com que as duas placas se liguem ortogonalmente, como num encaixe.

Conectores de lançamento lateral versus conectores de lançamento vertical:
Os conectores de lançamento lateral são amplamente utilizados. No entanto, apresentam algumas potenciais desvantagens decorrentes da sua fixação na borda da placa. Os conectores de lançamento lateral requerem normalmente um rasto mais longo, em comparação com os conectores de lançamento vertical, desde o dispositivo até ao conector. Isto resulta numa maior perda de inserção, capacitância parasita e indutância. Os conectores de lançamento lateral também exigem que o plano de ligação à terra superior da placa de circuito impresso (e, preferencialmente, o plano de ligação à terra inferior) se estenda até à borda da placa. A maioria dos fabricantes de placas de circuito impresso só pode garantir uma folga de 0,2 milésimos de polegada (0,2 mils) entre a borda do plano de massa e a borda da placa nos locais dos conectores, utilizando técnicas padrão de fresagem/roteamento de borda e recuo por corrosão. Isto manifesta-se como uma descontinuidade de impedância devido à falta de retorno de terra no espaço de 0,2 milésimos de polegada (ou superior) e degrada a perda de retorno. Esta descontinuidade torna-se mais pronunciada a frequências mais elevadas.
A Figura 5a mostra uma transição de conector de bordo de PCB com um grande espaço entre o bordo da placa e o plano de massa, enquanto a Figura 5b mostra um gráfico TDR ilustrando o pico de impedância produzido por um grande espaço no conector. A frequências mais baixas, o espaço pode não afetar o desempenho e pode até ser desejável, uma vez que mantém a extremidade da frágil linha de transmissão afastada da fresa que está a maquinar a borda da placa. Uma solução simples é terminar a linha de transmissão 0,2 milímetros antes da borda do plano de massa, uma distância suficiente para a manter afastada da fresa (evitando danos) e ainda proporcionar uma boa transição para o pino central do conector. Esta técnica é frequentemente utilizada em aplicações de ondas milimétricas de alta frequência.

Figura 5. (a) Vista superior de uma transição de conector de bordo com um grande intervalo entre o bordo da PCB e o plano de massa da camada superior e (b) gráfico TDR de uma transição deficiente devido a um encaminhamento de bordo inadequado, criando um grande intervalo (o segundo pico de lançamento do conector deve-se à menor energia refletida).

Existem algumas opções para mitigar a folga entre o plano de ligação à terra e a borda da placa. A primeira é utilizar um perfil de borda nos locais dos conectores na borda da placa. Quando feito corretamente, isto elimina completamente a folga, aplicando um perfil de ligação à terra metálico na borda vertical da placa. O perfil de bordo liga-se aos planos de ligação à terra horizontais superior e inferior existentes e também pode ligar-se a planos de ligação à terra internos, se desejado. O perfil de aresta deve estar apenas nas porções ligadas à terra da aresta e, portanto, deve existir uma folga entre o perfil de aresta nos locais dos conectores onde a linha de transmissão está localizada. Isto é mostrado na Figura 6.

Figura 6. Corte transversal de uma placa de circuito impresso (PCB) na localização do conector de bordo, mostrando a sobreposição correta do bordo.
A sobreposição da orla apresenta algumas desvantagens decorrentes da qualidade de fabrico. Isto pode resultar em:
• Um corte arredondado da fresa circular utilizada para remover a sobreposição na linha de transmissão (é desejável manter a aresta da PCB plana).
• Fresagem inconsistente antes da sobreposição da aresta, levando a problemas de correspondência do comprimento da linha de transmissão (é muito importante manter o mesmo comprimento das pistas de calibração).
• Sobreposição que se estende a partir das áreas de ligação à terra na borda da placa e invadindo a área da linha de transmissão. O pior caso é a sobreposição ser contínua em toda a localização do conector, incluindo onde se encontra a linha de transmissão, como mostra a Figura 7. Isto pode provocar um curto-circuito da linha de transmissão para a massa.

Figura 7. Exemplo de cobertura de bordo a invadir a área da linha de transmissão a partir de locais de ligação à terra (vista lateral da placa de circuito impresso).

Os dois primeiros problemas de qualidade são indesejáveis ​​e degradam o desempenho da placa de circuito impresso (PCB). No entanto, não são catastróficos. O terceiro problema de qualidade é catastrófico e torna a PCB inutilizável, exigindo retrabalho mecânico para remover o revestimento da borda na zona da linha de transmissão. A única forma viável de garantir um revestimento de orla de alta qualidade é exigir requisitos de revestimento de orla nas notas de fabrico da PCB. Dependendo do rigor destes requisitos, os fabricantes poderão ter de refazer lotes de PCB ou poderão rejeitar o trabalho.
A fresagem a laser de bordo é outra opção. A fresagem a laser de bordo envolve o corte da placa com um laser. Isto pode ser feito ao longo de toda a borda da placa, mas só é necessário nos locais dos conectores, com fresagem mecânica da borda restante. Nem todos os fabricantes de PCB oferecem fresagem a laser de bordo. Os fornecedores que oferecem este serviço geralmente apenas garantem uma margem de erro de 1 milésimo de polegada (mil), o que geralmente só é possível se a PCB for relativamente fina. Alguns fabricantes de PCB exigem que a placa tenha menos de 14 milésimos de polegada de espessura, enquanto outros podem oferecer essa precisão em placas com apenas 40 milésimos de polegada de espessura. Esta espessura é ainda relativamente fina e aumenta a possibilidade de empenamento da placa, especialmente em placas maiores, e geralmente não é suficiente para placas com um grande número de camadas.
O revestimento das arestas e a fresagem a laser das arestas podem aumentar o custo, a complexidade e o tempo de fabrico. Se o formato do equipamento final permitir que as placas sejam encaixadas umas nas outras (em vez de unidas lado a lado), as interligações de lançamento vertical podem ser uma opção viável.

Interligações de lançamento vertical:
Como não estão fixas na borda da placa, as interligações de lançamento vertical não são suscetíveis aos problemas de encaminhamento de borda anteriormente descritos. Em placas simples com um único dispositivo, os conectores podem ser posicionados junto ao dispositivo em teste, resultando numa perda mínima de inserção.
Além disso, a transição para a placa pode ser casada em RF para minimizar a descontinuidade de impedância. Os fornecedores de conectores, como a SVMicrowave, criam um footprint personalizado para um determinado layout de linha e empilhamento. A Figura 8 mostra um footprint para um conector de lançamento vertical da SVMicrowave ligado a um layout de linha de banda. Estão representadas quatro camadas da placa de circuito impresso com o cercamento de vias. O espaço de 0,30 milésimos de polegada de diâmetro na camada 3 (L3) é o encaixe para o conector e é apresentado na Figura 8c.
Uma desvantagem dos conectores de lançamento vertical é que obter um bom alinhamento entre o conector e o footprint da placa de circuito impresso pode ser um desafio. Idealmente, o pino central circular do conector deve ligar-se ao seu pad circular na placa de circuito impresso (PCI), e os seus centros devem estar alinhados. No entanto, quando visto de baixo, com o conector montado no plano de massa 2D, pode ocorrer algum movimento da esquerda para a direita e da frente para trás, o que pode fazer com que o pino central fique desalinhado com a ilha da placa de circuito impresso. Os conectores destinados a linhas da camada superior possuem um orifício na frente que pode ser útil para o alinhamento, especialmente para o movimento da esquerda para a direita (estes conectores com orifício também foram utilizados com sucesso em linhas de banda). A tolerância para o tamanho do furo de montagem deve ser pequena para minimizar o movimento excessivo do conector. Se for necessário um alinhamento preciso, como no caso de frequências acima dos 35 GHz, a Rosenberger oferece conectores com uma inclinação de 45° em relação à placa (por oposição aos conectores verticais de 90°) e que podem ser alinhados manualmente muito mais facilmente do que os conectores verticais. No entanto, estes conectores de lançamento de 45° são mais caros do que os seus equivalentes de lançamento vertical e lateral e requerem significativamente mais espaço na placa de circuito impresso.

Figura 8. Desenho personalizado da pegada do conector vertical: (a) ligação à terra superior na camada 1, (b) linha de banda na camada 2, (c) um espaço de 0,76 mm (30 milésimos de polegada) na camada 3 para adaptação e (d) um plano de ligação à terra sólido na camada 4.

Conclusão:
O advento dos circuitos integrados de formação de feixe de alta frequência e de outros circuitos integrados de RF multicanal de alta frequência está a tornar o design de PCB mais complexo. Ao lidar com estes projetos complexos, os projetistas de PCB devem antecipar possíveis problemas de fabrico, evitando a utilização de pistas de RF muito finas e, geralmente, projetando para uma impedância característica ligeiramente inferior ao valor alvo de 50 Ω. Ao projetar interligações placa a placa, as interligações de lançamento superior ou lateral serão provavelmente escolhidas, dependendo do formato do equipamento final. As interligações de lançamento superior são menos suscetíveis às restrições de fabrico que podem ocorrer na extremidade da placa.
A segunda parte desta série de artigos irá discutir como o isolamento da linha de transmissão pode afetar o desempenho dos circuitos integrados de formação de feixe de alta frequência, as diferenças de isolamento entre as topologias de linha de transmissão e como escolher a melhor linha de transmissão para uma determinada aplicação e geometria de BFIC.

Referências
1 John Coonrod . “Comparação entre microfitas e guias de onda coplanares ligadas à terra” . Rogers Corporation.
2 “ Tolerâncias de fabrico de PCBs ” . MADPCB.
3 “ Tolerâncias ”. AdvancedPCB.
4 “Tolerâncias”. Imagineering, Inc.
5 “ Stripline ”. Microwaves101.

Sobre o autor:
Joel Dobler é engenheiro sénior de aplicações de produtos no Grupo Aeroespacial, de Defesa e de Comunicações, onde se concentra em produtos de formação de feixe, mas também suporta moduladores vetoriais e filtros passa-baixo programáveis. Trabalha na Analog Devices desde 2006, suportando uma vasta gama de produtos de RF, incluindo detetores logarítmicos e RMS, amplificadores digitais e analógicos de ganho variável, misturadores e desmoduladores I/Q. Obteve o seu diploma de bacharel em engenharia elétrica pela Washington State University em 2005 e o seu mestrado em engenharia elétrica pela Portland State University em 2007.