Introduzione
In applicazioni come i flussimetri elettromagnetici (EM) e le misurazioni di biopotenziali, piccoli segnali differenziali sono in serie con offset differenziali molto più grandi. Questi offset in genere limitano il guadagno che il circuito può supportare nella progettazione del front-end, il che a sua volta influisce sulla gamma dinamica complessiva. La limitazione del guadagno è ancora più difficile quando si utilizzano tensioni di alimentazione inferiori, ad esempio, nelle catene di segnale alimentate a batteria. Una soluzione a questo problema di grandi offset differenziali è l'utilizzo di una catena di segnale di misura accoppiata in CA. Una tipica catena di segnale accoppiata in CA includerebbe un amplificatore di strumentazione a basso guadagno, seguito da un filtro passa-alto e da ulteriori stadi di guadagno (vedere "Amplificazione di segnali CA con grandi offset CC per progetti a bassa potenza"). Nella maggior parte delle applicazioni, è preferibile ottenere il massimo guadagno possibile nel primo stadio, poiché ciò contribuisce a migliorare il rumore riferito all'ingresso (RTI) degli stadi di guadagno successivi nella catena di segnale. Questo articolo vi aiuterà a progettare e implementare un'architettura di amplificatore di strumentazione in-amp che consente un alto guadagno e l'accoppiamento in CA, il tutto in un unico stadio. Il progetto includerà l'AD8237, un amplificatore di strumentazione a basso consumo e a deriva zero con un ampio intervallo di ingresso differenziale e di modo comune. Altri esempi di architetture in-amp includono l'AD8420. I principali vantaggi di un tale amplificatore a retroazione di corrente in-amp sono:
► Basso consumo energetico.
► Nessuna limitazione del diagramma a diamante come con altre architetture tipiche come gli in-amp composti da due o tre amplificatori operazionali (op-amp).
► È possibile ottenere buone prestazioni di deriva del guadagno tramite l'adattamento di impedenza esterna.
► È possibile ottenere un CMRR elevato senza fare affidamento sull'adattamento di impedenza.
► Pin di riferimento ad alta impedenza.

Figura 1. Circuito di condizionamento del segnale accoppiato in corrente alternata con architettura in modalità corrente indiretta.

Il circuito in Figura 1 fornisce lo schema generale in cui viene scelto l'amplificatore indiretto AD8237. Tuttavia, per ottenere un guadagno elevato e un accoppiamento AC in un singolo stadio, è necessario implementare un circuito integratore in un anello di retroazione con l'AD8237. Questa soluzione consente un guadagno maggiore rispetto alle soluzioni con amplificatori di strumentazione composti da due o tre amplificatori operazionali, che annullano l'offset una volta applicato il guadagno. Nell'architettura proposta, la correzione dell'offset avviene prima della fase di guadagno, consentendo all'amplificatore interno di avere un guadagno elevato. Entrambe le architetture sono presentate nell'appendice. L'amplificatore operazionale ADA4505 viene utilizzato nell'anello di retroazione come circuito integratore. L'uscita dell'AD8237 viene rilevata dall'ingresso dell'integratore e pilota il pin di riferimento dell'AD8237 per forzare l'uscita dell'AD8237 a VMID, che è impostato sull'ingresso + dell'ADA4505. Sebbene l'integratore fornisca una funzione di filtro passa-basso, in questa situazione, a causa del suo utilizzo nell'anello di retroazione, il circuito complessivo avrà una funzione di trasferimento di filtro passa-alto. Grazie a questo comportamento, non solo si blocca definitivamente qualsiasi deviazione in corrente continua prima che venga raggiunto il guadagno, consentendo un incremento di guadagno maggiore rispetto ad altre soluzioni, ma risulta anche ancora più utile con basse tensioni di alimentazione e grandi deviazioni, poiché il margine di manovra è limitato. L'integratore forza inoltre l'uscita dell'AD8237 a una tensione prescelta tramite un pin di riferimento. In pratica, l'integratore impone che il pin di riferimento, rispetto al pin FB dell'AD8237, sia uguale e opposto alla tensione differenziale degli ingressi.

Tabella 1. Specifiche di progettazione chiave per il circuito in Figura 1

Esempio di specifiche di progettazione
Per applicazioni a bassa potenza, è in genere disponibile un'unica alimentazione, solitamente compresa tra 1,8 V e 3,6 V. Le opzioni di progettazione per il circuito mostrato in Figura 1 dipendono dall'ampiezza e dalla gamma di frequenza del segnale di ingresso e dall'offset. La Tabella 1 elenca esempi di specifiche di progettazione per il circuito in Figura 1.
Le opzioni di progettazione per questo circuito sono state implementate utilizzando una modalità a bassa larghezza di banda per l'AD8237, che consente flessibilità di guadagno e maggiore stabilità.

Descrizione del progetto:
Il circuito in Figura 1 è costituito dall'AD8237, un amplificatore di strumentazione a micropotenza rail-to-rail, e dall'ADA4505, un amplificatore operazionale a distorsione crossover a ingresso zero. Entrambi possono essere alimentati da una tensione minima di 3,3 V, VDD.
Questo circuito può fornire una tensione, VOUT, che rappresenta l'amplificazione del segnale CA, VSIGNAL, presente all'ingresso, eliminando al contempo qualsiasi tensione di offset CC, VOFFSET. Una tensione, VMID, viene generata per regolare sia l'ingresso positivo dell'ADA4505 che l'uscita di modo comune dello stadio di guadagno dell'AD8237 a metà della tensione di alimentazione. VMID viene generata con un partitore di tensione (R1, R2) e bufferizzata con un altro ADA4505. L'AD8237 è in un MSOP (mini small outline package) e l'ADA4505 in un WLCSP (compact wafer-level chip scale package).

Considerazioni di progettazione
1. L'ingresso positivo dell'ADA4505-2 (1/2), VMID, imposterà il valore di VREF (il pin Ref dell'AD8237) e, di conseguenza, l'uscita, VOUT. Per garantire la massima escursione di uscita tra i due canali di alimentazione, il valore ottimale per la maggior parte degli amplificatori di strumentazione si trova a metà della tensione di alimentazione (+VDD/2) a causa della tensione di ingresso di modo comune rispetto all'intervallo di uscita, o diagramma a diamante. Uno strumento per la creazione di diagrammi a diamante verrà presentato nella sezione delle simulazioni di progettazione per facilitare questo compito.
2. Quando si considera la corrente di alimentazione totale del circuito, è importante anche la scelta dei valori delle resistenze R1 e R2. La scelta delle resistenze rappresenta un compromesso tra rumore e dissipazione di potenza. Nel caso di questo circuito, è preferibile scegliere valori di resistenza maggiori per minimizzare la corrente di alimentazione aggiuntiva. La corrente di alimentazione aggiuntiva aggiunta per questo partitore di tensione sarebbe:

► Nel caso del partitore di tensione (R1, R2), è possibile aggiungere un condensatore aggiuntivo C1 per limitare la banda di rumore e ridurre eventuali interferenze a 50 Hz/60 Hz o di altro tipo su VDD. Maggiore è il valore del condensatore, migliore sarà il filtraggio del rumore; tuttavia, il VMID impiegherà più tempo a stabilizzarsi all'accensione. Il tempo stimato necessario per stabilizzarsi entro l'1% è:

3. Nella scelta dei valori dei componenti passivi (resistenze e condensatori), è necessario tenere conto delle tolleranze. Nel caso del partitore di tensione resistivo (R1, R2), il valore target di VMID potrebbe variare, influenzando così gli intervalli di oscillazione in uscita (VOUT) dell'AD8237 e dell'ADA4505.
In base al circuito in Figura 1, la funzione di trasferimento avrà due frequenze di taglio derivanti da un filtro passa-alto dell'integratore ADA4505 in retroazione e da una risposta del filtro passa-basso dovuta alla larghezza di banda dell'AD8237. Potrebbe essere introdotto un errore di guadagno, correlato alla frequenza di taglio dell'integratore (ADA4505) in combinazione con la larghezza di banda dell'AD8237. Pertanto, è importante che le frequenze di taglio passa-alto e passa-basso rimangano entro un certo intervallo. A seconda di quanto le frequenze di taglio siano vicine tra loro, la percentuale di errore di guadagno potrebbe variare.
4. Se l'applicazione richiede l'uso di sensori ad alta impedenza, è possibile utilizzare buffer come l'ADA4505 a monte degli ingressi dell'AD8237 per fornire un'impedenza di ingresso maggiore e una corrente di polarizzazione di ingresso inferiore, poiché un buffer converte un ingresso ad alta impedenza in un'uscita a bassa impedenza. La corrente di polarizzazione di ingresso dell'AD8237 è di massimo 1 nA nell'intero intervallo di temperatura.

Procedura di progettazione
1. Divisore di tensione per regolare VMID:
Utilizzando la sezione 2 delle Considerazioni di progettazione, per il circuito in Figura 1, i valori dei componenti periferici sono impostati su R1 = R2 = 1 MΩ per mantenere il contributo di corrente di alimentazione intorno a 1 µA.

Uscita del partitore di tensione prima dell'ADA4505:

Ipotizzando una tolleranza del 5% per R1 e R2 e tenendo conto dell'offset dell'ADA4505:

Per eliminare le interferenze dell'alimentazione CA e il rumore della resistenza, regolare C1 in modo che la frequenza di taglio sia almeno inferiore alla frequenza minima di VSIGNAL di 20 Hz.

Si prega di notare che il valore del condensatore può essere aumentato, se necessario, per limitare ulteriormente il rumore.

In questo caso, C1 è impostato a 22 nF, il che fornisce una frequenza di:

2. Valore di guadagno dell'amplificatore di strumentazione (AD8237) VSIGNAL:
Si consideri che l'intervallo di uscita dei sensori di flusso EM è tipicamente un'ampiezza del segnale picco-picco che va da ±75 µV a ±6 mV. Per il circuito in Figura 1, l'intervallo di ampiezza del segnale picco-picco sarà impostato su VSIGNAL = 6 mV picco a una frequenza di 30 Hz.
Successivamente, si considerino i limiti dell'intervallo di oscillazione di uscita dell'AD8237 sui canali di alimentazione. Questi valori si trovano nel datasheet "Output Swing". Per essere prudenti, utilizzeremo il caso di oscillazione RL = 10 kΩ a +25 °C:

Per un alimentatore da 3,3 V:

Poiché l'uscita è completamente differenziale, l'uscita oscillerà rispetto al VMID e, nel caso peggiore:

Per segnali di ingresso positivi (VMIDMAX = 1,732 V):

Per segnali di ingresso negativi (VMIDMAX = 1,568 V):

Ora, per regolare il guadagno, sommare il totale dei segnali di ingresso differenziali previsti e utilizzare il valore minore tra gli intervalli di oscillazione positivi e negativi per impostare l'intervallo di oscillazione massimo:

Considerando i limiti dell'intervallo di tensione di uscita, il guadagno dell'AD8237 deve essere inferiore a 253. Per compensare errori in corrente continua/di altro tipo, il valore di guadagno del circuito in Figura 1 deve essere inferiore al valore massimo possibile. Esiste inoltre un compromesso tra guadagno e tempo di assestamento: maggiore è il guadagno, minore è la costante di tempo del filtro. Per questi motivi, il guadagno dell'AD8237 è impostato a 101.
Si noti il ​​vantaggio derivante dalle considerazioni di progettazione del Passaggio 1 in termini di massimizzazione del valore di oscillazione.
Dal datasheet, la formula associata per il guadagno è:

Il datasheet dell'AD8237 fornisce valori di resistenza suggeriti per la selezione del guadagno. Per un guadagno selezionato di 101, questi valori di resistenza dovrebbero essere RF1 = 1 kΩ e RG1 = 100 kΩ.
3. Larghezza di banda dell'amplificatore di ingresso (AD8237):
Dal datasheet, il valore della frequenza di taglio è

Se le specifiche di progettazione richiedono una certa attenuazione minima per la frequenza massima del segnale, questa può essere facilmente verificata per una data frequenza di taglio del filtro.

4. Regolazione della frequenza di taglio del filtro passa-alto:
una frequenza di taglio del filtro passa-alto di valore elevato impostata dall'integratore potrebbe avvicinarsi troppo alla frequenza di taglio del filtro passa-basso impostata dalla larghezza di banda dell'AD8237, come spiegato nella sezione Considerazioni di progettazione. Ciò introdurrà un errore di guadagno rispetto al guadagno precedentemente impostato.
Supponendo una tolleranza di ±5% per R3 e C3, la costante di tempo più veloce dovrebbe essere inferiore alla frequenza minima_{del segnale}V.

La resistenza R3 avrà un valore costante di 1 MΩ per minimizzare la corrente che la attraversa e che va all'amplificatore operazionale.

Prendendo il valore standard del condensatore più vicino per avere approssimativamente una frequenza di taglio di 20 Hz, impostiamo C3 = 1,5 µF, quindi la frequenza di taglio aggiornata è:

Se le specifiche di progetto richiedono una certa attenuazione minima per la frequenza minima del segnale, questa può essere facilmente verificata per una data frequenza di taglio del filtro. Si veda un esempio di questo circuito:

5. Tensione di offset:
Sia il segnale VOFFSET che il segnale VCM presentano delle limitazioni.
Come previsto, l'offset CC può essere superiore a quello tipicamente riscontrato nella maggior parte delle applicazioni. In questa situazione, il valore della tensione deve essere VOFFSET ≤ ± VMID. Se l'offset CC è maggiore di questo limite, il valore della tensione VREF si trova al di fuori dell'intervallo di tensione di alimentazione dell'ADA4505. L'equazione relativa al pin di riferimento è: VREF = VMID - VOFFSET. VOFFSET verrà impostato a 1 V.
Per quanto riguarda la tensione di modo comune, essa è direttamente correlata al valore di VOFFSET poiché VCM deve essere all'interno dell'intervallo specificato.

Se queste limitazioni non vengono verificate, i valori di ingresso dell'AD8237 saranno superiori o inferiori agli intervalli di alimentazione. Il VCM verrà impostato a 1,65 V.

Simulazioni di progettazione
Per verificare l'intervallo di ingresso di modo comune rispetto alla tensione di uscita o al diagramma a diamante di un amplificatore di strumentazione, è necessario fornire la tensione di alimentazione +VDD, la tensione di riferimento, il guadagno, l'oscillazione di modo comune e l'oscillazione di ingresso differenziale. Lo strumento Diagramma a diamante per amplificatori di strumentazione di Analog Devices consente di verificare se l'oscillazione di ingresso rientra nell'intervallo operativo del componente. Si noti che l'oscillazione di uscita utilizzata dallo strumento si basa sulle condizioni di carico peggiori (carico resistivo minimo), quindi se si progetta entro i limiti dello strumento, ci sarà un margine aggiuntivo per carichi resistivi maggiori. Osservando i risultati nella Figura 2, il contorno viola rappresenta l'intervallo utilizzabile dell'AD8237 per la tensione di alimentazione, l'oscillazione di uscita, l'intervallo di modo comune di ingresso e la tensione di riferimento del componente. Il contorno rosso mostra quanta parte di questo intervallo viene utilizzata per l'oscillazione di modo comune e differenziale di ingresso specificata. L'obiettivo è mantenere il contorno rosso all'interno del contorno viola. Se determinate condizioni non vengono soddisfatte, lo strumento visualizzerà l'errore e offrirà suggerimenti. È importante notare che l'implementazione del circuito integratore nell'anello di retroazione non è possibile con questa interfaccia. Tuttavia, una soluzione alternativa consiste nel configurare il segnale di ingresso del diagramma a diamante come se le tensioni VOFFSET e VCM del circuito (in Figura 1) fossero sommate. Questo elimina l'intervallo (da 0,65 V a 2,65 V) come offset CC e non si ottiene alcun guadagno. Mostra anche che la tensione di modo comune potrebbe essere più alta, poiché c'è ancora un certo margine per l'oscillazione dell'uscita. Per comprendere meglio cosa accade all'interno dell'amplificatore di strumentazione, la scheda Circuiti interni visualizza le tensioni dei nodi interni.

Figura 2. Un esempio dello strumento di tracciamento AD8237.

LTspice® è un eccellente strumento di simulazione per verificare i calcoli della procedura di progettazione eseguiti in precedenza, incluse altre specifiche di interesse come le prestazioni di rumore nella banda di segnale di interesse. Lo schema di LTspice è mostrato in Figura 3. La prima simulazione (Figura 4 e Figura 5) è una simulazione transitoria con un offset CC di 1 V e un segnale di ingresso di ±6 mV a 30 Hz. La Figura 4 mostra il segnale in diverse fasi del circuito. La Figura 5 è una versione ingrandita della Figura 4 dopo che il circuito si è stabilizzato e il condensatore dell'integratore si è caricato al suo valore finale. La curva blu rappresenta la tensione di uscita dell'integratore o il pin di tensione di riferimento dell'AD8237. La curva rossa rappresenta il valore VMID progettato a VDD/2 e la curva verde rappresenta il segnale di uscita finale a 30 Hz, VOUT.

Figura 3. Schema di LTspice

La Tabella 2 mostra un confronto tra l'obiettivo di progettazione e i risultati della simulazione per la simulazione transitoria. Per i valori massimo e minimo di VOUT, i valori attesi sono derivati ​​da: VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101, che nel nostro caso ci dà valori attesi di 2,256 V e 1,044 V. Il valore atteso di VREF è uguale a VMID - VOFFSET, che nel nostro caso ci dà un valore atteso di 0,65 V. Per quanto riguarda VMID, lo abbiamo calcolato come la tensione di alimentazione media, che nel nostro caso è 1,65 V.

Figura 4. Risultati della simulazione transitoria.

I risultati ottenuti nell'analisi transitoria, rispetto alle aspettative, sono piuttosto simili in termini di tensione di uscita. Tuttavia, occorrono 17 secondi affinché la simulazione si stabilizzi e l'uscita raggiunga il suo valore finale, a causa del grande condensatore di integrazione e dell'ampio offset CC implementato. Questo tempo di stabilizzazione è dovuto al fatto che la simulazione inizia al tempo 0 s e il condensatore necessita di tempo per caricarsi al suo valore finale.

Tabella 2. Obiettivo di progettazione rispetto alla simulazione Analisi transitoria

Simulazione dei parametri obiettivo di progettazione

La simulazione in Figura 6 mostra la risposta in frequenza del circuito in Figura 3 con un offset CC di 1 V e un segnale di ingresso di ±6 mV a 30 Hz. I cursori 1 e 2 in Figura 6 sono stati impostati sul punto di -3 dB per i filtri passa-alto e passa-basso, rispettivamente. La Tabella 3 mostra un confronto tra gli obiettivi di progettazione e i risultati della simulazione.

Tabella 3 Obiettivo di progettazione rispetto all'analisi AC di simulazione

Simulazione dei parametri obiettivo di progettazione

 La seguente simulazione in Figura 7 mostra la densità di rumore di tensione in funzione della frequenza RTI per il circuito in Figura 3. Ciò si ottiene dividendo il rumore di uscita per il guadagno totale della soluzione (101). Per la funzione di filtro passa-banda, dobbiamo scegliere l'intervallo di frequenza di integrazione per calcolare il rumore totale.
Per la frequenza superiore, useremo il valore di frequenza massima del sensore impostato in precedenza, ovvero 220 Hz. Per la frequenza inferiore, useremo anche il valore di frequenza minima del sensore impostato a 20 Hz. In questa situazione, il rumore risultante sarà dato dall'integrazione da 20 Hz a 220 Hz.

Figura 5. Risultati della simulazione transitoria estesa.

In realtà, il rumore misurato sarà più elevato a causa delle frequenze di taglio del filtro passa-banda. I risultati della simulazione LTspice presuppongono un filtro di post-elaborazione "a muro di mattoni" con un'attenuazione brusca a 20 Hz e 220 Hz.

La riga di comando in LTspice viene quindi impostata su .noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220. Successivamente, tenere premuto il tasto Control e fare clic con il pulsante sinistro del mouse sul nome della forma d'onda (V(ONOISE)/101). Il rumore RMS può essere facilmente convertito in rumore picco-picco utilizzando l'equazione:


Un rapido controllo del rumore dell'AD8237 e dell'ADA4505 ha determinato che l'AD8237 è la principale fonte di rumore.

Figura 6. Risultati della simulazione AC.

Figura 7. Rumore totale integrato nella larghezza di banda di rumore equivalente.

Risultati misurati:
Per evidenziare i risultati sopra riportati, è possibile effettuare test hardware, poiché sia ​​l'AD8237 che l'ADA4505 offrono breadboard. Ogni componente può essere saldato utilizzando gli schemi della breadboard. Quando si utilizzano entrambe le breadboard contemporaneamente, potrebbe essere necessario interrompere una traccia sulla scheda AD8237 per collegare la tensione VMID alle resistenze RG.
Per chiarezza, i valori dei componenti sono stati stabiliti e ricavati dalla sezione relativa alla procedura di progettazione, come per la simulazione di progettazione. Per simulare i flussimetri elettromagnetici o i sensori di misurazione del biopotenziale, sono state utilizzate diverse apparecchiature di misura, come un calibratore di tensione e un generatore di forme d'onda arbitrarie.

Per questo test, i segnali di ingresso sono stati impostati con un offset CC, VOFFSET, di 1 V, una tensione di modo comune di 1,65 V e un segnale di ingresso, VSIGNAL, di ±6 mV a 30 Hz.
Osservando i risultati mostrati in Figura 8, la prestazione della tensione di uscita VOUT (curva gialla) presenta una piccola deviazione dai valori attesi, ma è comunque in linea con le aspettative.

La Tabella 4 mostra una sintesi degli obiettivi di progettazione rispetto ai risultati misurati.

Tabella 4. Obiettivi di progettazione rispetto ai risultati misurati

Le differenze tra l'obiettivo di progettazione e i risultati della simulazione possono avere diverse origini.
► Le resistenze utilizzate avevano una tolleranza di errore del 5%, il che significa che il valore VMID potrebbe essersi spostato.
► La configurazione del banco di prova potrebbe presentare delle limitazioni che potrebbero portare a piccole deviazioni, come mostrato nelle simulazioni misurate, VOFFSET e VSIGNAL.

Figura 8. Screenshot di un oscilloscopio con la curva gialla corrispondente a VOUT e la curva blu a VREF.

Dispositivi di progettazione

Conclusione:
Un requisito comune quando si acquisiscono segnali da sensori come i sensori di flusso elettromagnetici nei trasmettitori da campo o gli elettrodi nelle applicazioni di biopotenziale è che il segnale di interesse si basa spesso su offset CC molto elevati. Per facilitare l'estrazione di informazioni rilevanti da questi sensori, una soluzione consiste nell'implementare una catena di segnali di misura accoppiata in CA. L'obiettivo è eliminare gli offset CC amplificando al contempo i segnali CA. L'amplificatore di strumentazione AD8237 fornisce il guadagno e l'accoppiamento CA viene effettuato in un unico stadio incorporando un circuito integratore nell'anello di retroazione. Eliminando l'offset CC nello stadio di ingresso, questo circuito consente di applicare il massimo guadagno del segnale direttamente all'ingresso della catena di segnali di misura, minimizzando il rumore riferito all'ingresso dell'intera soluzione di misura.

Riferimenti
LTspice
LTspice è un simulatore SPICE III ad alte prestazioni, un software per la cattura di schemi e la visualizzazione di forme d'onda, con miglioramenti e modelli per facilitare la simulazione di circuiti regolatori di commutazione, lineari e a catena di segnale.

Strumento di creazione di grafici a diamante per amplificatori di strumentazione
. Lo strumento di creazione di grafici a diamante è un'applicazione web che genera un grafico, specifico per la configurazione, dell'intervallo di tensione di uscita in funzione della tensione di modo comune in ingresso, noto anche come grafico a diamante, per gli amplificatori di strumentazione ADI.

Appendice
Figura 9. Amplificatore di strumentazione in modalità corrente indiretta Architettura dell'amplificatore di strumentazione AD8237 in modalità corrente indiretta.

Le figure 9 e 10 mostrano l'amplificatore di strumentazione in modalità indiretta di corrente e l'amplificatore di strumentazione a tre amplificatori operazionali. L'amplificatore di strumentazione in modalità indiretta di corrente consente un guadagno maggiore rispetto alle soluzioni di amplificatori di strumentazione composte da due o tre amplificatori operazionali, che annullano l'offset una volta applicato il guadagno. Nell'architettura proposta, la correzione dell'offset avviene prima dello stadio di guadagno, consentendo all'amplificatore di strumentazione di avere un guadagno elevato. Entrambe le architetture sono descritte di seguito.
Nella Figura 9, l'amplificatore di strumentazione in modalità indiretta di corrente si basa su una configurazione a singolo stadio. Le tensioni di ingresso vengono applicate alla prima cella, GM1, mentre la cella GM2 è nel circuito di retroazione. L'integratore interno, Amplificatore A, impone una replica di VIN1 su VIN2. L'integratore viene utilizzato per pilotare il pin di riferimento, che si trova prima dello stadio di guadagno. Il guadagno viene regolato dalle resistenze esterne RFB e RG ed è pari a:

Figura 10. Amplificatori di strumentazione a tre amplificatori operazionali. Amplificatori di strumentazione a tre amplificatori operazionali.

L'architettura a tre amplificatori operazionali in Figura 10 si basa su una configurazione a due stadi. I primi due amplificatori operazionali, U1 e U2, la resistenza RGAIN e le resistenze R2 e R1 formano amplificatori non invertenti e sono considerati lo stadio di ingresso. Forniscono un guadagno di modo comune unitario, e il guadagno differenziale è regolato dalla resistenza RGAIN ed è pari a:

L'ultimo amplificatore operazionale, U3, e le resistenze R3 formano un amplificatore differenziale che costituisce lo stadio di uscita dell'amplificatore di strumentazione. Esso fornisce guadagno unitario in modalità differenziale e reiezione di modo comune. Il punto di iniezione di riferimento per questa architettura è situato nel secondo stadio, dopo il primo stadio di guadagno.

Ringraziamenti
Consulenti chiave:
David Plourde, ingegnere progettista CI, Scientific Instruments Group (SCI)
Aine McCarthy, ingegnere senior per le applicazioni di sistema, Automotive Group
Tim Green, ingegnere senior per le applicazioni analogiche, Scientific Instruments Group (SCI)

Autrice: Marie-Eve Carre, Ingegnere di Applicazioni di Sistema, Analog Devices.
Informazioni sull'autrice:
Marie-Eve Carre ha conseguito un Master in Ingegneria Elettronica presso la Scuola di Ingegneria CPE di Lione, in Francia. Marie-Eve è entrata a far parte di Analog Devices nel 2020 come tirocinante in ingegneria delle applicazioni, prima di tornare in Francia per completare il suo Master. È rientrata in ADI nel 2022 e attualmente supporta il gruppo di applicazioni Precision Signal Chains, con particolare attenzione alle catene di segnale a bassa potenza.