Die Restwelligkeit dieser Modultypen ist oft vernachlässigbar gering, sodass in den meisten Anwendungen ein Ausgangsfilter eingesetzt werden kann. Da der Eingangsstrom des Abwärtswandlers Impulse erzeugt, kann dies zu Hochfrequenzstörungen in der Anwendung führen. Je nach Anwendung entscheidet der Hardwareentwickler, ob ein Eingangsfilter direkt vor dem Leistungsmodul oder an einer anderen Stelle des Schalters platziert wird. Dieser Artikel beschreibt den Entwurfsprozess für Eingangsfilter optimierter Leistungsmodule sowie die verwendeten Messverfahren.

Zunächst ist es hilfreich zu veranschaulichen, wie Differenzialrauschen entsteht. Differenzialrauschen besteht aus Störsignalen in einem System mit symmetrischem Wechselstromfluss zwischen Quelle und Last in den Leitungen eines Schaltreglers. Es tritt über eine Leitung ein und verlässt das System über die andere. Im Eingangskreis
 
enthält die Taktfrequenz des Netzteilmoduls eine Wechselstromkomponente, die dem Nutzstrom überlagert ist und eine ähnliche Konfiguration wie der Strom durch die Speicherinduktivität des Netzteilmoduls aufweist. Der Eingangsstrom fließt in den Eingangskondensator Cin. Reale Kondensatoren besitzen einen ohmschen Anteil (ESR) und einen induktiven Anteil (ESL), wie in Abbildung 2 dargestellt.
Aufgrund des ESR des Eingangskondensators und der Impedanzen der Leitungen des Netzteilmoduls verursachen die Wechselstromkomponenten einen unerwünschten Spannungsabfall.

Die Störspannung manifestiert sich somit als Differenzsignal. Die Amplitude der Störspannung am Kondensatoreingang hängt primär vom ESR des Kondensators ab. Elektrolytkondensatoren weisen einen relativ hohen ESR auf, der von wenigen Milliohm bis zu mehreren Ohm reicht. Folglich kann die Störspannung zwischen wenigen Millivolt und mehreren Volt variieren. Keramikkondensatoren hingegen besitzen einen sehr niedrigen ESR von nur wenigen Milliohm, was zu einer Störspannung von wenigen Millivolt führt. Darüber hinaus hat die Konstruktion der Leiterplatte des Netzteilmoduls einen starken Einfluss auf die Störspannung.

Um Gleichtaktstörungen zu reduzieren, sollte am Eingang des Umrichters mindestens ein einfacher LC-Filter installiert werden, um die Netzkomponenten zu minimieren. In hochohmigen Systemen können solche Eingangsfilter theoretisch eine Spannungsdämpfung von 40 dB/Dekade im Dämpfungsbereich erreichen. In der Praxis wird eine geringere Dämpfung erzielt, da die Eingangsimpedanzen eine reduzierte ohmsche Last aufweisen und die Bauteile selbst Verluste besitzen. Bei der Dimensionierung des LC-Filters wird eine Grenzfrequenz „f“ – „c“ gewählt, die unterhalb der Schaltfrequenz „f“ – „sw“ des Netzteilmoduls liegt. Beträgt der Faktor ein Zehntel, so wird theoretisch eine Einfügungsdämpfung von 40 dB bei der Schaltfrequenz erreicht, bei der die höchste spektrale Amplitude auftritt. „f“ –
    „c“ = „f“ – „Sw“ / „10“ (1)

Die Grenzfrequenz eines LC-Filters ist im Allgemeinen:
        "f" _"C" "=" "1" /("2π∙" √("L" _"f" " ∙ " "C" _"f" )) (2)

Als Beispiel für die Berechnung des Filters wird eine Induktivität von 10 µH gewählt und Gleichung (2) wird umgeformt zu:
        "C" _"f" "=" "1" /(("2π ∙ 0,1 · " "f" _"sw" )^"2" "·" "L" _"f" ) (3)

Hinsichtlich der Anordnung der Filterkomponenten (siehe Abbildung 3) kann der Filterkondensator entweder auf der Seite der Spannungsquelle oder auf der Eingangsseite des Netzteilmoduls platziert werden. Entscheidend für die Dämpfung des Impulsstroms einer Spannungsquelle ist die Induktivität der Filterspule.

Bei zu hoher Filterresonanz können Schwingungen als Reaktion auf Änderungen der zu regelnden Eingangsspannung auftreten. Das in diesem Fall angewandte Stabilitätskriterium besagt, dass die Ausgangsimpedanz des Eingangsfilters „Z“ _"out,filter" über einen weiten Frequenzbereich niedriger sein muss als die Eingangsimpedanz des Leistungsmoduls „Z“ _"in,converter".
    
        |"Z" _"out,filter" |"

Darüber hinaus muss die Grenzfrequenz "f" _"c" des Eingangsfilters deutlich unterhalb der Übergangsfrequenz "f" _"co" des Stromversorgungsmoduls liegen.

        "f" _"c,filter" "≪ " "f" _"co,converter" (5)

Abbildung 4 zeigt, wie dies durch Parallelschaltung eines Dämpfungsglieds mit dem Eingang des Netzteilmoduls realisiert wird.
 
Das Dämpfungsglied reduziert den Gütefaktor des Eingangsfilters und somit dessen Ausgangsimpedanz bei der Resonanzfrequenz. Mit Gleichung (6) lässt sich der Dämpfungswiderstand „R“_d für ein Filter mit der Güte „Q“_f = 1 berechnen:
        „R“_d = √(L_f/C_f) (6)

    Ein in der Praxis etablierter Wert für die Kapazität des Dämpfungskondensators „C“ _“d“ ist das Fünf- bis Zehnfache der Filterkondensatorkapazität.
        „(5 ∙ „C“ _“f““)

Alternativ kann der Filter durch die Verwendung eines parallel zum Filterausgang geschalteten Elektrolytkondensators anstelle des Dämpfungsglieds gedämpft werden. In der Regel ist der ESR-Wert des Elektrolytkondensators ausreichend, um den Filter zu dämpfen.

Auswahl von LC-Filterkomponenten:
Kondensatoren und Induktivitäten weisen in realen Anwendungen sowohl kapazitive als auch induktive Eigenschaften auf. Filterinduktivitäten erzielen ihre größte Filterwirkung bei ihrer Eigenresonanzfrequenz (SRF). Bei Induktivitäten hängt die SRF stark von der Induktivität und der kapazitiven Kopplung zwischen den Windungen ab. Bei Kondensatoren hängt die SRF stark von der Kapazität und der Länge ihrer Anschlüsse ab. Daher empfiehlt es sich bei der Auswahl von Filterkomponenten, darauf zu achten, dass die SRF im oberen Bereich des Frequenzbereichs liegt, in dem die HF-Spannung ihr Maximum erreicht, bzw. in dem der Filter aktiv ist.
Die Filterinduktivität ist der entscheidende Faktor für die Reduzierung von Gleichtaktstörungen, da sie den schnellen Anstieg und Abfall des Stroms im Eingangskreis kompensiert. Abbildung 5 zeigt die Impedanzkurven dreier zylindrischer Induktivitäten, basierend auf einem Beispiel aus der Produktfamilie WE-SD von Würth Electronics.
 
Eine höhere Induktivität führt zu einer niedrigeren SRF. Es wird empfohlen, eine Induktivität zu wählen, deren Wert kleiner ist als die Kapazität des Filterkondensators. In der Praxis wird eine Filterinduktivität mit einem Maximalwert von 10 µH gewählt, da diese – je nach Auslegung – eine Eigenresonanzfrequenz von etwa 30 MHz aufweist. Eine
Überschreitung des Nennstroms der Filterinduktivität kann die Wicklung beschädigen. Basierend auf dem Wirkungsgrad des Schaltreglers lässt sich der effektive Eingangsstrom des Netzteilmoduls mithilfe von Gleichung (8) berechnen:
        I_in = (V_out ∙ I_out) / (V_in ∙ η) (8)

    Aus Sicherheitsgründen sollte ein Wert gewählt werden, der höher ist als der Nennstrom der Filterspule.
Als Filterkondensator kann ein Flüssigelektrolytkondensator, ein Polymerkondensator oder auch ein Keramikkondensator verwendet werden. Wichtig ist lediglich, dass die Filtergüte an der Grenzfrequenz ausreichend niedrig ist (siehe Abschnitt 4).

Bei der Dimensionierung eines Π-Filters sind weitere Maßnahmen zu berücksichtigen. Idealerweise sollte der Eingangsfilter so nah wie möglich am Eingang des Netzteilmoduls platziert werden. Befindet sich der Eingangsfilter aufgrund geometrischer Gegebenheiten in größerer Entfernung, können die Leiterbahnen bei höheren Frequenzen als Antenne zwischen Eingangsfilter und Netzteilmodul wirken. Die Leiterbahninduktivität kann zudem in Verbindung mit einem Keramikkondensator genutzt werden, um einen zusätzlichen LC-Filter mit höherer Grenzfrequenz zu realisieren (siehe Abbildung 6). Aufgrund seines vernachlässigbar niedrigen ESR kann ein Keramikkondensator hochfrequente Spannungen mit niedriger Impedanz leicht gegen Masse kurzschließen.
 
Die SRF des Kondensators sollte annähernd im Schaltfrequenzbereich des Netzteilmoduls liegen. Abbildung 7 veranschaulicht dies anhand der Impedanzkurven von WCAP-CSGP-Keramikkondensatoren der Baugröße 0805 von Würth Elektronik.
 

Bei einer Taktfrequenz von beispielsweise 2 MHz wäre ein 1-µF-Kondensator aus den in Abbildung 7 dargestellten Bauteilen geeignet (Resonanzfrequenz rot markiert). Selbst ein 100-nF-Keramikkondensator (Resonanzfrequenz blau markiert), der in vielen elektronischen Schaltungen als Sperrkondensator eingesetzt wird, wäre bei diesen Werten geeignet. Es ist jedoch zu beachten, dass der ESR des 100-nF-Kondensators im Vergleich zur 1-µF-Variante neunmal höher ist.

Dimensionierung eines Ausgangsfilters:
Einige am Markt erhältliche Netzteilmodule, wie beispielsweise die MagI³C-Netzteile von Würth Elektronik, weisen eine vernachlässigbare Restwelligkeit auf, sodass ein Ausgangsfilter nicht unbedingt erforderlich ist. Entkoppeln die vom Schaltregler gelieferten Komponenten jedoch Störsignale über Schnittstellen (z. B. Sensorschalter, analoge Schaltkreise), kann ein Ausgangsfilter zur Filterung der Ausgangsspannung notwendig sein.
 
Das Schaltbild in Abbildung 6 zeigt einen Ausgangsfilter als vergleichbare Option zu dem in Abbildung 8 dargestellten. Generell lässt sich keine definitive Aussage über die Notwendigkeit und Wirksamkeit eines solchen Ausgangsfilters treffen, da dieser für jede Anwendung individuell dimensioniert werden muss. Ein Ausgangsfilter kann verwendet werden, um die Restwelligkeit des Netzteilmoduls auf ein absolutes Minimum zu reduzieren oder alternativ unerwünschte subharmonische Schwingungen zu dämpfen. Die Dimensionierung des Filters erfolgt wie bereits in Abschnitt 3 beschrieben. In diesem Fall ist eine Dämpfung der Filterresonanz nicht erforderlich.

Rauschspannungsmessung:    
Die Rauschspannung wird gemäß der Norm IEC CISPR 16-2-1 gemessen. Diese beschreibt die messbaren Störgrößen, die für verschiedene Schnittstellen zu verwendenden Geräte sowie die Messkonfiguration für Tisch- und Standgeräte. Die Störungen werden im Frequenzbereich von 9 kHz bis 30 MHz bewertet. Zur Messausrüstung gehören neben dem EMI-Empfänger verschiedene Netzimpedanzstabilisatoren (LISNs), Spannungsdetektoren, Stromzangen und kapazitive Koppler. Bei einer Tischmessung (siehe Abbildung 9) wird das Prüfobjekt (DUT) auf einem nichtleitenden Tisch mit einer Referenzmassefläche platziert. Der Tisch sollte 40 cm hoch sein. Steht zusätzlich eine vertikale Referenzmassefläche zur Verfügung, sollte die Tischhöhe mindestens 80 cm betragen. Der LISN muss mit der Massefläche verbunden sein, um eine gute Leitfähigkeit zu gewährleisten. Das Prüfobjekt selbst und alle angeschlossenen Kabel müssen mindestens 40 cm von der Massefläche entfernt sein.
 
Die Kabellänge zwischen Prüfobjekt und LISN darf 80 cm nicht überschreiten. Der EMI-Empfänger wertet die asymmetrische Rauschspannung aus, die am LISN für die verschiedenen Leiter des Kabels entkoppelt wurde.

Messung von abgestrahltem Rauschen:
Das Verfahren zur Messung von abgestrahltem Rauschen oberhalb von 30 MHz ist in der Norm IEC CISPR16-2-3 beschrieben. Die Messumgebung ist üblicherweise ein reflexionsarmer Raum mit leitfähigem Boden oder, in kleinerem Maßstab, ein reflexionsarmer Raum. Auch hier wird das Prüfobjekt (DUT) auf einem nichtleitenden Tisch (bei tragbaren oder Tischgeräten siehe Abbildung 10) oder auf dem Boden platziert. Um dem DUT während der Messung die Drehung um seine eigene Achse in seiner vorgegebenen Position zu ermöglichen, wird es auf einem Drehtisch positioniert. In größeren reflexionsarmen Räumen befindet sich die Empfangsantenne 10 m vom DUT entfernt. Ihre Höhe wird während der Messung so angepasst, dass die höchste elektrische Feldstärke bei jeder der gemessenen Frequenzen (Spektralmaximum) erreicht wird. Auch die Ausrichtung der Antenne wird variiert (horizontale und vertikale Polarisation). In kleineren reflexionsarmen Räumen sollte der Abstand zwischen Antenne und DUT 3 m betragen. Da die Antennenhöhe korrigiert werden muss, wird der Höhenscan ausgelassen, und die Massefläche zwischen Antenne und Prüfling muss mit einem absorbierenden Material abgedeckt werden.
 
Fallstudie – Rauschspannungsmessung:
Im Folgenden wird die Messung der Rauschspannung anhand eines Würth Elektronik MagI³C Leistungsmodul-Evaluierungsboards mit einem einstellbaren Abwärtsreglermodul (171 020 601) als Beispiel beschrieben.

Bereits in der Vorbereitungsphase lässt sich die Wechselstromkomponente am Eingang des Netzteilmoduls mithilfe eines Oszilloskops messen. Durch eine Zeitbereichsanalyse kann das zu erwartende Störspektrum zu Beginn des Filterentwurfsprozesses abgeschätzt werden.

 
Abbildung 11 zeigt eine 80 mV Wechselstromkomponente, gemessen bei einer Eingangsspannung des Netzteilmoduls von 7,5 V, einem mittleren Eingangsstrom von 1,2 A und einem mittleren Laststrom von 2 A. Schaltregler können aus Sicht des Netzteils einen negativen differentiellen Widerstand aufweisen. Der Eingangsstrom steigt mit sinkender Eingangsspannung. Daher wird die Rauschspannung unter „Worst-Case“-Bedingungen gemessen: minimale Eingangsspannung, maximaler Strom.
Entscheidend für die Analyse dieser Art von Rauschemissionen bleibt jedoch die Rauschspannungsmessung, wie sie beispielsweise in einem EMV-Labor durchgeführt wird. Abbildung 12 zeigt das Ergebnis einer Rauschspannungsmessung ohne Eingangsfilter.

Dieses Netzteilmodul arbeitet mit einer Taktfrequenz von 370 kHz. Im Störspektrum lässt sich bei dieser Frequenz die höchste Amplitude (roter Peak: 68 dBµV) messen. Die Rauschspannungsamplitudendichte sinkt mit einer Rate von ca. 40 dB/Dekade, was bedeutet, dass oberhalb der 15. Harmonischen keine signifikanten Störungen mehr auftreten. Allerdings liegt der Störpegel erst oberhalb der 9. Harmonischen mehr als 10 dB unter dem Grenzwert des Standarddetektors (dunkelblaue Linie).

Gleichung (3) aus Abschnitt 3 kann nun zur Berechnung eines geeigneten LC-Eingangsfilters verwendet werden. Aufgrund der relativ niedrigen Schaltfrequenz wird eine Induktivität mit niedrigem SRF und einer Induktivität von 4,7 µH gewählt, und die Filterkapazität wird berechnet:
    
        C_f = 1 / ((2π ∙ 0,1 ∙ 370 kHz) ∙ 4,7 µH) = 3,9 µF (9)

Der ausgewählte Filterkondensator hat eine Kapazität von etwas mehr als 10 µF. Der maximale Eingangsstrom wird mithilfe von Gleichung (8) aus Abschnitt 3 berechnet.

Diese Berechnung erfordert den Wirkungsgrad der Evaluierungsplatine, der durch Messung ermittelt wird und in diesem Fall 91 % beträgt.
„I“ _“in“ „=“ „5 V ∙ 2 A“ /“6 V ∙ 0,91“ „ = 1,83 A“
Basierend auf den Berechnungen der Filterinduktivität und des Eingangsstroms kann nun eine geeignete Induktivität ausgewählt werden. Hierfür wurde eine ungeschirmte Induktivität der Würth Elektronik PD2-Serie, Baugröße 5820, ausgewählt. Abbildung 13 zeigt das Ergebnis einer Rauschspannungsmessung mit dem zuvor ermittelten Filter.

Der bei der Schaltfrequenz von 370 kHz gemessene Störpegel beträgt 30 dBµV. Die Pegel aller Harmonischen liegen unter 20 dBµV und sind somit ausreichend gedämpft. Der Mittelwert bei 370 kHz entspricht dem Maximalwert und liegt 18 dB unter dem Grenzwert von 47 dBµV. Bei praktischen Messungen von leitungsgebundenen Störungen ist ein Signal-Rausch-Verhältnis dieser Größenordnung völlig ausreichend, um die Genauigkeit der Messung zu bestätigen.
Die Messung der Rauschspannung dient dazu, die Nützlichkeit der Analyse von Störpotenzialen im Zeitbereich aufzuzeigen; eine Analyse im Frequenzbereich bleibt jedoch unerlässlich.
Abschließend können die Gleichungen aus Abschnitt 3 zur Berechnung eines Dämpfungswiderstands verwendet werden:
R = √(4,7 µH / 10 µF) = 0,686 Ω.
Je höher der Wert des Dämpfungswiderstands, desto größer die Dämpfung der Filterresonanz. In diesem Fall kann der nächstgrößere Widerstand der E12-Serie mit 1 Ω gewählt werden.
Für den Dämpfungskondensator wird ein Wert von 47 µF gewählt. Dies könnte beispielsweise ein Keramikkondensator der Serie WCAP CSGP von Würth Elektronik (eiCap) sein.

Messung gemäß IEC CISPR 22.
Die oben genannten Messungen wurden gemäß IEC CISPR 16-2-1 durchgeführt, wie in Abschnitt 8 beschrieben. Durch den Einsatz eines LISN wurde die Entkopplung der asymmetrischen Spannung und die Anpassung an die Gleichtaktspannung ermöglicht. Die gemessenen Werte wurden anschließend mit den Grenzwerten der IEC CISPR-Norm für Geräte für den privaten und gewerblichen Gebrauch (Klasse B) verglichen. Für Komponenten der Stromversorgung – und dies umfasst alle Arten von Schaltreglern – existiert keine direkt anwendbare EMV-Norm. Die gesamte Anwendung, in der der Schaltregler eingesetzt wird, muss einer spezifischen Gerätekategorie zugeordnet und anschließend gemäß den für das Produkt oder die Produktfamilie geltenden Normen geprüft werden. In diesem Fall diente die IEC CISPR 22-Norm für IT-Installationen lediglich als Referenz für die Grenzwerte, die auch in der allgemeinen Norm IEC 61000-6-3 spezifiziert sind. Allgemeine Normen können herangezogen werden, wenn keine spezifische Norm für das betreffende Gerät existiert.

Zusammenfassung:
Unabhängig von der Größe der beteiligten Wechselstromkomponente ist ein Eingangsfilter für die erfolgreiche EMV-Validierung eines Schaltreglers unerlässlich. Mit einfach anwendbaren Gleichungen lässt sich ein solcher Eingangsfilter individuell berechnen. Die Berücksichtigung der Impedanzen von Filter und Schaltregler in den Gleichungen verhindert Schwingungen und gewährleistet die Regelstabilität des Schaltreglers. Die gezielte Auswahl der Filterkomponenten bildet die Grundlage für ein optimales Filterdesign. Mit entsprechendem Fachwissen in EMV-Prüfverfahren können Hardwareentwickler ihre Schalter für spezifische Anwendungen auslegen und gegebenenfalls Anpassungen am Filter vornehmen.

Autoren: Ranjith Bramanpalli und Steffen Schulze