Einleitung
In Anwendungen wie elektromagnetischen (EM) Durchflussmessern und Biopotenzialmessungen sind kleine Differenzsignale mit deutlich größeren Differenzanteilen in Reihe geschaltet. Diese Anteile begrenzen typischerweise die Verstärkung, die die Schaltung im Eingangsstufendesign unterstützen kann, was wiederum den gesamten Dynamikbereich beeinträchtigt. Die Begrenzung der Verstärkung ist bei niedrigeren Versorgungsspannungen, beispielsweise in batteriebetriebenen Signalketten, noch schwieriger zu realisieren. Eine Lösung für dieses Problem der großen Differenzanteile ist die Verwendung einer AC-gekoppelten Messsignalkette. Eine typische AC-gekoppelte Signalkette umfasst einen Instrumentenverstärker mit geringer Verstärkung, gefolgt von einem Hochpassfilter und weiteren Verstärkungsstufen (siehe „Verstärkung von Wechselstromsignalen mit großen Gleichspannungsanteilen für energiesparende Designs“). In den meisten Anwendungen ist es vorteilhaft, in der ersten Stufe eine möglichst hohe Verstärkung zu erzielen, da dies das Eingangsrauschen (RTI) der nachfolgenden Verstärkungsstufen in der Signalkette verbessert. Dieser Artikel unterstützt Sie beim Entwurf und der Implementierung einer Instrumentenverstärkerarchitektur im Verstärker, die hohe Verstärkung und AC-Kopplung in einer einzigen Stufe ermöglicht. Das Design beinhaltet den AD8237, einen driftfreien, energiesparenden Instrumentenverstärker mit großem Differenz- und Gleichtakt-Eingangsbereich. Weitere Beispiele für integrierte Verstärkerarchitekturen sind der AD8420. Die Hauptvorteile eines solchen integrierten Stromrückkopplungsverstärkers sind:
► Geringer Stromverbrauch.
► Keine Einschränkungen durch die sogenannte „Diamond-Plot“-Kurve wie bei anderen typischen Architekturen, z. B. integrierten Verstärkern mit zwei oder drei Operationsverstärkern.
► Gute Verstärkungsdrift durch externe Widerstandsanpassung.
► Hohe Gleichtaktunterdrückung (CMRR) ohne Widerstandsanpassung.
► Hochohmiger Referenzanschluss.

Abbildung 1. Wechselstromgekoppelte Signalaufbereitungsschaltung mit indirekter Strommodusarchitektur.

Die Schaltung in Abbildung 1 zeigt das allgemeine Schema, in dem der indirekte Verstärker AD8237 verwendet wird. Um jedoch in einer einzigen Stufe eine hohe Verstärkung und AC-Kopplung zu erreichen, ist es notwendig, eine Integratorschaltung in einer Rückkopplungsschleife mit dem AD8237 zu implementieren. Diese Lösung ermöglicht eine höhere Verstärkung als Instrumentenverstärkerlösungen mit zwei oder drei Operationsverstärkern, bei denen der Offset nach dem Anlegen der Verstärkung kompensiert wird. In der vorgeschlagenen Architektur erfolgt die Offsetkorrektur vor der Verstärkungsphase, wodurch der interne Verstärker eine hohe Verstärkung erzielen kann. Beide Architekturen werden im Anhang dargestellt. Der Operationsverstärker ADA4505 dient in der Rückkopplungsschleife als Integratorschaltung. Der Ausgang des AD8237 wird vom Eingang des Integrators erfasst und steuert den Referenzanschluss des AD8237, um den Ausgang des AD8237 auf VMID zu setzen, welches mit dem + Eingang des ADA4505 verbunden ist. Obwohl der Integrator eine Tiefpassfilterfunktion bietet, weist die Gesamtschaltung in diesem Fall aufgrund seiner Verwendung im Rückkopplungszweig eine Hochpassfilter-Übertragungsfunktion auf. Dadurch werden nicht nur jegliche Gleichspannungsabweichungen vor Erreichen der Verstärkung blockiert, was eine höhere Verstärkung als bei anderen Lösungen ermöglicht, sondern diese Vorgehensweise ist auch bei niedrigen Versorgungsspannungen und großen Abweichungen besonders vorteilhaft, da der zulässige Spielraum begrenzt ist. Der Integrator legt zudem über einen Referenzpin eine voreingestellte Ausgangsspannung für den AD8237 fest. Genauer gesagt, bewirkt der Integrator, dass die Spannung am Referenzpin relativ zum FB-Pin des AD8237 gleich groß, aber entgegengesetzt zur Differenzspannung der Eingänge ist.

Tabelle 1. Wichtigste Designspezifikationen für die Schaltung in Abbildung 1

Beispielhafte Designspezifikationen:
Für Anwendungen mit geringem Stromverbrauch steht typischerweise eine einzelne Spannungsversorgung zur Verfügung, üblicherweise zwischen 1,8 V und 3,6 V. Die Designoptionen für die in Abbildung 1 dargestellte Schaltung hängen von Amplitude und Frequenzbereich des Eingangssignals sowie dem Offset ab. Tabelle 1 enthält beispielhafte Designspezifikationen für die Schaltung in Abbildung 1.
Die Designoptionen dieser Schaltung wurden mithilfe eines Modus mit geringer Bandbreite für den AD8237 implementiert, was eine flexible Verstärkungsregelung und verbesserte Stabilität ermöglicht.

Schaltungsbeschreibung:
Die Schaltung in Abbildung 1 besteht aus dem AD8237, einem Rail-to-Rail-Mikroleistungs-Instrumentenverstärker, und dem ADA4505, einem Operationsverstärker ohne Eingangsverzerrung. Beide können mit einer Versorgungsspannung von mindestens 3,3 V (VDD) betrieben werden.
Die Schaltung liefert eine Spannung VOUT, die die Verstärkung des am Eingang anliegenden Wechselstromsignals VSIGNAL darstellt und gleichzeitig eine Gleichspannungs-Offsetspannung VOFFSET eliminiert. Eine Spannung VMID wird erzeugt, um sowohl den positiven Eingang des ADA4505 als auch den Gleichtaktausgang der Verstärkerstufe des AD8237 auf die Hälfte der Versorgungsspannung einzustellen. VMID wird mit einem Spannungsteiler (R1, R2) erzeugt und mit einem weiteren ADA4505 gepuffert. Der AD8237 ist in einem MSOP-Gehäuse (Mini Small Outline Package) und der ADA4505 in einem WLCSP-Gehäuse (Compact Wafer-Level Chip Scale Package) untergebracht.

Designüberlegungen:
1. Der positive Eingang VMID des ADA4505-2 (1/2) bestimmt den Wert von VREF (dem Ref-Pin des AD8237) und damit den Ausgang VOUT. Um einen maximalen Ausgangsspannungshub zwischen den beiden Versorgungskanälen zu gewährleisten, liegt der optimale Wert für die meisten Instrumentenverstärker bei der halben Versorgungsspannung (+VDD/2). Dies ergibt sich aus dem Zusammenhang zwischen Gleichtaktspannung am Eingang und Ausgangsspannung (Diamantdiagramm). Ein entsprechendes Tool zur Erstellung eines Diamantdiagramms wird im Abschnitt „Designsimulationen“ vorgestellt.
2. Die Wahl der Widerstandswerte R1 und R2 ist wichtig für den Gesamtstrom der Schaltung. Sie stellt einen Kompromiss zwischen Rauschen und Verlustleistung dar. In diesem Fall empfiehlt es sich, größere Widerstandswerte zu wählen, um den zusätzlichen Versorgungsstrom zu minimieren. Der zusätzliche Versorgungsstrom für diesen Spannungsteiler beträgt:

► Im Fall des Spannungsteilers (R1, R2) kann ein zusätzlicher Kondensator C1 hinzugefügt werden, um das Rauschband zu begrenzen und Störungen durch 50 Hz/60 Hz oder andere Frequenzen an VDD zu reduzieren. Je größer der Kondensator, desto besser die Rauschunterdrückung; allerdings benötigt die VMID nach dem Einschalten länger, um sich zu stabilisieren. Die geschätzte Zeit bis zur Stabilisierung innerhalb von 1 % beträgt:

3. Bei der Auswahl der Werte der passiven Bauelemente (Widerstände und Kondensatoren) müssen Toleranzen berücksichtigt werden. Im Fall des Spannungsteilers (R1, R2) kann sich der Zielwert von VMID verschieben, was die Ausgangsschwingungsbereiche (VOUT) des AD8237 und des ADA4505 beeinflusst.
Gemäß der Schaltung in Abbildung 1 weist die Übertragungsfunktion zwei Grenzfrequenzen auf: eine durch den Hochpassfilter des ADA4505-Integrators in Rückkopplung und eine durch die Bandbreite des AD8237 bedingte Tiefpassfiltercharakteristik. Es kann zu einem Verstärkungsfehler kommen, der von der Grenzfrequenz des Integrators (ADA4505) in Kombination mit der Bandbreite des AD8237 abhängt. Daher ist es wichtig, dass die Hoch- und Tiefpass-Grenzfrequenzen in einem bestimmten Bereich liegen. Je nachdem, wie nahe die Grenzfrequenzen beieinander liegen, kann sich der prozentuale Verstärkungsfehler ändern.
4. Falls die Anwendung hochohmige Sensoren erfordert, können Puffer wie der ADA4505 vor den Eingängen des AD8237 eingesetzt werden, um eine höhere Eingangsimpedanz und einen geringeren Eingangsruhestrom zu erzielen, da ein Puffer einen hochohmigen Eingang in einen niederohmigen Ausgang umwandelt. Der Eingangsruhestrom des AD8237 beträgt maximal 1 nA über den gesamten Temperaturbereich.

Entwurfsverfahren
1. Spannungsteiler zur Anpassung von VMID:
Unter Verwendung von Abschnitt 2 der Entwurfsüberlegungen werden für die Schaltung in Abbildung 1 die Werte der peripheren Komponenten auf R1 = R2 = 1 MΩ eingestellt, um den Versorgungsstrombeitrag bei etwa 1 µA zu halten.

Ausgang des Spannungsteilers vor dem ADA4505:

Unter der Annahme, dass die Toleranz für R1 und R2 5 % beträgt und unter Berücksichtigung des Offsets des ADA4505:

Um Störungen durch die Wechselstromversorgung und Widerstandsrauschen zu eliminieren, stellen Sie C1 so ein, dass die Grenzfrequenz mindestens unterhalb der minimalen VSIGNAL-Frequenz von 20 Hz liegt.

Bitte beachten Sie, dass der Kondensatorwert gegebenenfalls höher sein kann, um das Rauschen weiter zu reduzieren.

In diesem Fall ist C1 auf 22 nF eingestellt, was eine Frequenz von folgender Höhe ergibt:

2. Verstärkungswert VSIGNAL des Instrumentenverstärkers (AD8237):
Der Ausgangssignalbereich von EM-Durchflusssensoren liegt typischerweise zwischen ±75 µV und ±6 mV (Spitze-Spitze). Für die Schaltung in Abbildung 1 wird der Spitze-Spitze-Signalbereich auf VSIGNAL = 6 mV Spitze bei einer Frequenz von 30 Hz eingestellt.
Anschließend sind die Grenzwerte des Ausgangsspannungsbereichs des AD8237 für die Versorgungsspannungskanäle zu berücksichtigen. Diese Werte finden Sie im Datenblatt „Ausgangsspannungsbereich“. Zur Sicherheit verwenden wir den Fall mit RL = 10 kΩ Spannungsbereich bei +25 °C.

Für ein 3,3-V-Netzteil:

Da das Ausgangssignal volldifferentiell ist, oszilliert es in Bezug auf VMID und wird im schlimmsten Fall Folgendes bewirken:

Bei positiven Eingangssignalen (VMIDMAX = 1,732 V):

Bei negativen Eingangssignalen (VMIDMAX = 1,568 V):

Um die Verstärkung anzupassen, addieren Sie die erwarteten differentiellen Eingangssignale und verwenden Sie den kleineren der beiden Werte (positiver und negativer Aussteuerbereich), um den maximalen Aussteuerbereich festzulegen:

Unter Berücksichtigung der Grenzen des Ausgangsspannungsbereichs muss die Verstärkung des AD8237 unter 253 liegen. Um Gleichstrom- und andere Fehler zu kompensieren, muss der Verstärkungswert der Schaltung in Abbildung 1 unterhalb des maximal möglichen Werts liegen. Es besteht außerdem ein Zielkonflikt zwischen Verstärkung und Einschwingzeit: Je höher die Verstärkung, desto größer die Zeitkonstante des Filters. Aus diesen Gründen wird die Verstärkung des AD8237 auf 101 eingestellt.
Beachten Sie den Vorteil der in Schritt 1 beschriebenen Designüberlegungen hinsichtlich der Maximierung des Aussteuerbereichs.
Die zugehörige Formel für die Verstärkung lautet laut Datenblatt:

Das Datenblatt des AD8237 enthält empfohlene Widerstandswerte zur Verstärkungseinstellung. Bei einer Verstärkung von 101 sollten diese Werte RF1 = 1 kΩ und RG1 = 100 kΩ betragen.
3. Eingangsverstärker-Bandbreite (AD8237):
Laut Datenblatt beträgt die Grenzfrequenz

Wenn die Designspezifikation eine bestimmte Mindestdämpfung für die maximale Signalfrequenz vorschreibt, kann dies für eine gegebene Filtergrenzfrequenz leicht überprüft werden.

4. Anpassen der Grenzfrequenz des Hochpassfilters:
Eine vom Integrator eingestellte hohe Grenzfrequenz des Hochpassfilters kann, wie im Abschnitt „Designüberlegungen“ erläutert, zu nahe an die durch die Bandbreite des AD8237 vorgegebene Grenzfrequenz des Tiefpassfilters heranreichen. Dies führt zu einem Verstärkungsfehler im Vergleich zur zuvor eingestellten Verstärkung.
Unter der Annahme einer Toleranz von ±5 % für R3 und C3 sollte die kürzeste Zeitkonstante kleiner als die minimale Frequenz V_{_SIGNAL}.

Der Widerstand R3 hat einen konstanten Wert von 1 MΩ, um den Strom durch diesen Widerstand zum Operationsverstärker zu minimieren.

Unter Verwendung des nächstliegenden Standardkondensatorwerts, der eine Grenzfrequenz von ungefähr 20 Hz ergibt, setzen wir C3 = 1,5 µF, sodass die aktualisierte Grenzfrequenz wie folgt lautet:

Wenn die Designspezifikation eine bestimmte Mindestdämpfung für die minimale Signalfrequenz vorschreibt, lässt sich dies für eine gegebene Grenzfrequenz des Filters leicht überprüfen. Siehe ein Beispiel für diese Schaltung:

5. Offsetspannung:
Sowohl das VOFFSET- als auch das VCM-Signal weisen Einschränkungen auf.
Wie erwartet, kann der DC-Offset höher sein als in den meisten Anwendungen üblich. In diesem Fall muss der Spannungswert VOFFSET ≤ ± VMID betragen. Ist der DC-Offset größer als dieser Grenzwert, liegt der VREF-Spannungswert außerhalb des Versorgungsspannungsbereichs des ADA4505. Die Gleichung für den Referenzpin lautet: VREF = VMID - VOFFSET. VOFFSET wird auf 1 V eingestellt.
Die Gleichtaktspannung ist direkt vom VOFFSET-Wert abhängig, da VCM innerhalb des spezifizierten Bereichs liegen muss.

Werden diese Einschränkungen nicht überprüft, liegen die Eingangswerte des AD8237 außerhalb der zulässigen Versorgungsbereiche. Die VCM wird auf 1,65 V eingestellt.

Designsimulationen:
Um den Gleichtakt-Eingangsbereich in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung oder dem Diamantdiagramm eines Instrumentenverstärkers zu überprüfen, benötigen Sie die Versorgungsspannung +VDD, die Referenzspannung, die Verstärkung, den Gleichtakt- und den Differenzeingangsbereich. Das Tool „Diamantdiagramm für Instrumentenverstärker“ von Analog Devices hilft Ihnen zu erkennen, ob der Eingangsbereich innerhalb des Betriebsbereichs des Bauteils liegt. Beachten Sie, dass der für das Tool verwendete Ausgangsbereich unter ungünstigsten Lastbedingungen (kleinste ohmsche Last) berechnet wird. Wenn Sie innerhalb der Grenzen des Tools dimensionieren, steht Ihnen daher zusätzlicher Spielraum für größere ohmsche Lasten zur Verfügung. Abbildung 2 zeigt, dass die violette Kontur den nutzbaren Bereich des AD8237 für die Versorgungsspannung, den Ausgangsbereich, den Gleichtakt-Eingangsbereich und die Referenzspannung des Bauteils darstellt. Die rote Kontur zeigt, wie viel von diesem Bereich für den gegebenen Gleichtakt- und Differenzeingangsbereich genutzt wird. Ziel ist es, die rote Kontur innerhalb der violetten Kontur zu halten. Werden bestimmte Bedingungen nicht erfüllt, zeigt das Tool den Fehler an und gibt Empfehlungen. Wichtig: Die Implementierung der Integratorschaltung im Rückkopplungszweig ist mit dieser Schnittstelle nicht möglich. Eine mögliche Lösung besteht darin, das Eingangssignal des Diamantdiagramms so zu konfigurieren, als wären die Spannungen VOFFSET und VCM der Schaltung (in Abbildung 1) addiert. Dadurch entfällt der Bereich (0,65 V bis 2,65 V) als Gleichspannungs-Offset, und es wird keine Verstärkung erzielt. Außerdem zeigt sich, dass die Gleichtaktspannung höher sein könnte, da noch Spielraum für Schwingungen am Ausgang vorhanden ist. Um die Vorgänge im Instrumentenverstärker besser zu verstehen, werden im Reiter „Interne Schaltung“ die Spannungen der internen Knoten angezeigt.

Abbildung 2: Beispiel des Plot-Tools AD8237.

LTspice® ist ein hervorragendes Simulationswerkzeug zur Überprüfung der zuvor durchgeführten Berechnungen im Entwurfsprozess, einschließlich weiterer relevanter Spezifikationen wie dem Rauschverhalten im relevanten Frequenzband. Das LTspice-Schaltbild ist in Abbildung 3 dargestellt. Die erste Simulation (Abbildung 4 und 5) ist eine Transienten-Simulation mit einem DC-Offset von 1 V und einem Eingangssignal von ±6 mV bei 30 Hz. Abbildung 4 zeigt das Signal in verschiedenen Phasen des Schaltkreises. Abbildung 5 ist eine vergrößerte Version von Abbildung 4, nachdem sich der Schaltkreis stabilisiert hat und der Integratorkondensator seinen Endwert erreicht hat. Die blaue Kurve stellt die Ausgangsspannung des Integrators bzw. die Referenzspannung am AD8237 dar. Die rote Kurve zeigt den entworfenen VMID-Wert bei VDD/2, und die grüne Kurve zeigt das endgültige 30-Hz-Ausgangssignal VOUT.

Abbildung 3. Schematische Darstellung von LTspice

Tabelle 2 zeigt einen Vergleich der Designvorgaben mit den Simulationsergebnissen der transienten Simulation. Die erwarteten Werte für die maximalen und minimalen Werte von VOUT ergeben sich aus: VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101, was in unserem Fall zu erwarteten Werten von 2,256 V bzw. 1,044 V führt. Der erwartete Wert von VREF entspricht VMID - VOFFSET und beträgt in unserem Fall 0,65 V. VMID wurde als die mittlere Versorgungsspannung berechnet, die in unserem Fall 1,65 V beträgt.

Abbildung 4. Ergebnisse der transienten Simulation.

Die Ergebnisse der transienten Analyse stimmen hinsichtlich der Ausgangsspannung weitgehend mit den Erwartungen überein. Aufgrund des großen Integrationskondensators und des hohen Gleichspannungsanteils benötigt die Simulation jedoch 17 Sekunden, um sich zu stabilisieren und den Endwert der Ausgangsspannung zu erreichen. Diese Stabilisierungszeit ergibt sich daraus, dass die Simulation bei t = 0 s startet und der Kondensator Zeit benötigt, um sich auf seinen Endwert aufzuladen.

Tabelle 2. Entwurfsziel versus Simulation Transientenanalyse

Simulation der Designzielparameter

Die Simulation in Abbildung 6 zeigt den Frequenzgang der Schaltung aus Abbildung 3 mit einem Gleichspannungsanteil von 1 V und einem Eingangssignal von ±6 mV bei 30 Hz. Die Cursor 1 und 2 in Abbildung 6 wurden für den Hochpass- bzw. Tiefpassfilter auf den -3-dB-Punkt gesetzt. Tabelle 3 vergleicht die Entwurfsziele mit den Simulationsergebnissen.

Tabelle 3: Auslegungsziel versus Simulations-AC-Analyse

Simulation der Designzielparameter

 Die folgende Simulation in Abbildung 7 zeigt die Spannungsrauschdichte in Abhängigkeit von der Frequenz (RTI) für die Schaltung in Abbildung 3. Dies geschieht durch Division des Ausgangsrauschens durch die Gesamtverstärkung der Lösung (101). Für die Bandpassfilterfunktion muss der Integrationsfrequenzbereich zur Berechnung des Gesamtrauschens gewählt werden.
Für die obere Grenzfrequenz verwenden wir den zuvor festgelegten maximalen Frequenzwert des Sensors von 220 Hz. Für die untere Grenzfrequenz verwenden wir den minimalen Frequenzwert des Sensors von 20 Hz. In diesem Fall ergibt sich das resultierende Rauschen aus der Integration von 20 Hz bis 220 Hz.

Abbildung 5. Erweiterte transiente Simulationsergebnisse.

In der Realität wird das gemessene Rauschen aufgrund der Grenzfrequenzen des Bandpassfilters höher sein. Die LTspice-Simulationsergebnisse basieren auf der Annahme, dass ein nachträglich angewendeter „Brickwall“-Filter einen steilen Abfall bei 20 Hz und 220 Hz aufweist.

Die Befehlszeile in LTspice lautet dann: `.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220`. Halten Sie anschließend die Strg-Taste gedrückt und klicken Sie mit der linken Maustaste auf den Wellenformnamen (`V(ONOISE)/101`). Das Effektivrauschen lässt sich mithilfe der folgenden Formel einfach in das Spitze-Spitze-Rauschen umrechnen:


Eine kurze Rauschprüfung des AD8237 und des ADA4505 ergab, dass der AD8237 die dominierende Rauschquelle ist.

Abbildung 6. Ergebnisse der Wechselstromsimulation.

Abbildung 7. Gesamtrauschen integriert in die äquivalente Rauschbandbreite.

Messergebnisse:
Um die oben genannten Ergebnisse zu verdeutlichen, ist ein Hardwaretest möglich, da sowohl der AD8237 als auch der ADA4505 mit Steckplatinen ausgestattet sind. Jede Komponente kann gemäß den Steckplatinen-Schaltplänen verlötet werden. Bei gleichzeitiger Verwendung beider Steckplatinen kann es erforderlich sein, eine Leiterbahn auf der AD8237-Platine zu durchtrennen, um die VMID-Spannung mit den RG-Widerständen zu verbinden.
Zur besseren Übersicht wurden die Bauteilwerte, wie auch bei der Designsimulation, aus dem Abschnitt „Designprozess“ übernommen. Zur Simulation der EM-Durchflussmesser bzw. Biopotenzial-Messsensoren wurden verschiedene Messgeräte, wie z. B. ein Spannungskalibrator und ein Arbiträrsignalgenerator, verwendet.

Für diesen Test wurden die Eingangssignale mit einem DC-Offset (VOFFSET) von 1 V, einer Gleichtaktspannung von 1,65 V und einem Eingangssignal (VSIGNAL) von ±6 mV bei 30 Hz eingestellt.
Die Ergebnisse in Abbildung 8 zeigen, dass die Ausgangsspannung VOUT (gelbe Kurve) geringfügig von den erwarteten Werten abweicht, aber dennoch im Rahmen der Erwartungen liegt.

Tabelle 4 zeigt eine Zusammenfassung der Designziele im Vergleich zu den gemessenen Ergebnissen.

Tabelle 4. Designziele versus Messergebnisse

Die Abweichungen zwischen Designvorgabe und Simulationsergebnissen können verschiedene Ursachen haben.
► Die verwendeten Widerstände wiesen eine Fehlertoleranz von 5 % auf, was bedeutet, dass sich der VMID-Wert verschoben haben könnte.
► Die Testaufbaukonfiguration kann Einschränkungen aufweisen, die zu geringfügigen Abweichungen führen können, wie in den gemessenen Simulationen für VOFFSET und VSIGNAL dargestellt.

Abbildung 8. Screenshot eines Oszilloskops, wobei die gelbe Kurve VOUT und die blaue Kurve VREF entspricht.

Konstruktionsvorrichtungen

Fazit:
Bei der Signalerfassung von Sensoren wie EM-Durchflusssensoren in Feldtransmittern oder Elektroden in biopotentiellen Anwendungen ist es häufig erforderlich, dass das Nutzsignal auf deutlich größeren Gleichspannungsanteilen basiert. Um die Gewinnung relevanter Informationen aus diesen Sensoren zu erleichtern, bietet sich die Implementierung einer AC-gekoppelten Messsignalkette an. Ziel ist es, Gleichspannungsanteile zu eliminieren und gleichzeitig die Wechselstromsignale zu verstärken. Der Instrumentenverstärker AD8237 liefert die Verstärkung, und die Wechselstromkopplung erfolgt in einer einzigen Stufe durch Integration eines Integrators in die Rückkopplungsschleife. Durch die Eliminierung des Gleichspannungsanteils in der Eingangsstufe ermöglicht diese Schaltung die maximale Signalverstärkung direkt am Eingang der Messsignalkette und minimiert so das Rauschen am Eingang der Gesamtmesslösung.

Referenzen
LTspice
LTspice ist ein leistungsstarker SPICE III Simulator, Schaltplanerstellungs- und Wellenformanzeiger mit Erweiterungen und Modellen zur Erleichterung der Simulation von Schalt-, linearen und Signalkettenreglerschaltungen.

Diamond Plot Tool für Instrumentenverstärker
Das Diamond Plot Tool ist eine Webanwendung, die für ADI-Instrumentenverstärker ein konfigurationsspezifisches Diagramm des Ausgangsspannungsbereichs in Abhängigkeit von der Eingangsgleichtaktspannung erzeugt, auch bekannt als Diamantdiagramm.

Anhang
Abbildung 9. Instrumentenverstärker im indirekten Strommodus Architektur des Instrumentenverstärkers AD8237 im indirekten Strommodus.

Abbildungen 9 und 10 zeigen den Instrumentenverstärker im Stromindirektmodus und den Instrumentenverstärker mit drei Operationsverstärkern. Der Instrumentenverstärker im Stromindirektmodus ermöglicht eine höhere Verstärkung als Instrumentenverstärker mit zwei oder drei Operationsverstärkern, bei denen der Offset nach dem Anlegen der Verstärkung kompensiert wird. In der vorgeschlagenen Architektur erfolgt die Offsetkorrektur vor der Verstärkungsstufe, wodurch der Instrumentenverstärker eine hohe Verstärkung aufweist. Beide Architekturen werden im Folgenden beschrieben.
In Abbildung 9 basiert der Instrumentenverstärker im Stromindirektmodus auf einer einstufigen Konfiguration. Die Eingangsspannungen werden an die erste Zelle GM1 angelegt, während sich Zelle GM2 im Rückkopplungszweig befindet. Der interne Integrator, Verstärker A, projiziert eine Kopie von VIN1 auf VIN2. Der Integrator steuert den Referenzeingang vor der Verstärkungsstufe. Die Verstärkung wird über die externen Widerstände RFB und RG eingestellt und entspricht:

Abbildung 10. Instrumentenverstärker mit drei Operationsverstärkern.

Die in Abbildung 10 dargestellte Drei-Operationsverstärker-Architektur basiert auf einer zweistufigen Konfiguration. Die ersten beiden Operationsverstärker U1 und U2, der RGAIN-Widerstand sowie die Widerstände R2 und R1 bilden nicht-invertierende Verstärker und werden als Eingangsstufe betrachtet. Sie bietet eine Gleichtaktverstärkung von 1, und die Differenzverstärkung wird über den RGAIN-Widerstand eingestellt und beträgt:

Der letzte Operationsverstärker U3 und die Widerstände R3 bilden einen Differenzverstärker, der die Ausgangsstufe des Instrumentenverstärkers darstellt. Er bietet eine Verstärkung von eins im Differenzbetrieb und Gleichtaktunterdrückung. Der Referenzeinspeisepunkt dieser Architektur befindet sich in der zweiten Stufe nach der ersten Verstärkungsstufe.

Danksagung
Wichtige Berater:
David Plourde, CI-Designingenieur, Scientific Instruments Group (SCI)
Aine McCarthy, Senior Systems Applications Engineer, Automotive Group
Tim Green, Senior Analog Applications Engineer, Scientific Instruments Group (SCI)

Autorin: Marie-Eve Carre, Anwendungsingenieurin, Analog Devices.
Über die Autorin:
Marie-Eve Carre hat einen Master-Abschluss in Elektrotechnik von der CPE Hochschule für Ingenieurwesen in Lyon, Frankreich. Sie begann ihre Karriere bei Analog Devices im Jahr 2020 als Praktikantin im Bereich Anwendungstechnik, bevor sie nach Frankreich zurückkehrte, um ihr Masterstudium abzuschließen. Seit 2022 ist sie wieder bei ADI und unterstützt aktuell die Anwendungsgruppe Präzisionssignalketten mit Schwerpunkt auf energieeffizienten Signalketten.